离子迁移率光谱测定法电力供应器的串扰补偿的制作方法

本申请案主张在2014年6月23日提出申请的第62/015,885号美国临时申请案的优先权，所述美国临时申请案以其全文引用方式并入本文中。

背景技术：

微分迁移率光谱测定法通常在大气压力下或接近大气压力基于高场迁移率与低场迁移率之间的差别来分离离子。离子漂移通过迁移率单元(其通常具有由基本上均匀间隙分离的两个电极)，且通过暴露于交替高电场条件及低电场条件而分离。通过将不对称波形施加到迁移率单元内的电极来控制分离场。取决于离子的高场迁移率与低场迁移率之间的差别，其将朝向一个或另一电极迁移。可在电极之间施加小DC场以使离子向后偏转到迁移率单元的中心轴，使得离子可经传输到下游检测器或例如质谱仪等仪器。仅具有特定微分迁移率的离子将通过装置。

现今所使用的主导分析器几何结构由提供均质电场的平坦的平面电极，或形成非均质场的弯曲单元几何结构表征。前者普遍地被称为微分迁移率谱仪(DMS)，且后者被称为高场不对称波形离子迁移率光谱测定法(FAIMS)(本文中统称为离子迁移率谱仪)。本发明教示将结合特定DMS配置进行描述，但也可适用于FAIMS装置。这些装置可共同地称作离子迁移率光谱测定法装置。

离子分离可在强不对称波形(通常被称为分离电压(SV))的影响下显现。SV最常使用正弦波输出产生。在DMS中于离子迁移率单元内实现适当SV场的一种方式描述于第7,838,822号美国专利中，所述美国专利被同时拥有且特此以其全文引用方式并入。此示范性方法通过将两个离散正弦波施加到迁移率单元而形成SV，举例来说将3MHz正弦波施加于第一电极上，且将具有一半振幅的6MHz正弦波施加于第二电极上。关于此方法的净效应为将在本文中被称为FAIMS波形的波形，如在图1中所展示，且所述波形可用于DMS或FAIMS中。恰当FAIMS波形具有在迁移率单元中产生不对称的电场且具有基本上等于零的时间平均值的特性。

SV6为低振幅、高频率信号；SV3为高振幅(大约两倍于电压)、低频率(频率的一半)信号。(3MHz正弦波以绿色展示且6MHz正弦波以橙色展示。)净效应为以深紫红色迹线展示的分离波形。应了解，SV6与SV3为谐波，此允许稳定FAIMS波形。产生FAIMS波形的现有方法利用具有基本上小于DMS系统中的其它电容的电容的DMS迁移率单元。

技术实现要素：

根据申请人的本发明教示的设备、系统及方法允许减少或消除离子迁移率谱仪中的电串扰，且在一些方面中并不显著地增加离子迁移率系统(谱仪)的总体电容性负载。根据申请人的教示的各种方面，揭示串扰补偿电路的数个示范性实施例，所述串扰补偿电路解决在离子迁移率谱仪经配置以供与高敏感度下游质谱仪(例如具有可耦合到所述离子迁移率谱仪的高速度气体接口的质谱仪)一起使用(例如，相对于已知离子迁移率谱仪伸长)时所产生的RF拾取及/或串扰方面的问题。

根据申请人的教示的各种方面，提供一种离子迁移率系统，所述离子迁移率系统包括：离子迁移率单元，其包括基本上均匀间隔开的至少第一电极及第二电极，所述离子迁移率单元具有单元电容；第一高压波形产生器，其经配置而以第一频率及第一振幅产生第一时间周期性信号(例如，正弦信号)，所述第一波形产生器电耦合到所述第一电极；第二高压波形产生器，其经配置而以第二频率及第二振幅产生第二时间周期性信号(例如，正弦信号)，所述第二波形产生器电耦合到所述第二电极，所述第二频率为所述第一频率的谐波；及串扰补偿电路，其经配置以减少所述第一电极与所述第二电极之间的串扰，使得所述第一时间周期性信号及所述第二时间周期性信号的施加会在所述离子迁移率单元中产生不对称且具有基本上等于零的时间平均值的电场。

根据本发明教示的串扰补偿电路可具有多种配置。举例来说，在一些方面中，所述串扰补偿电路可包括：第一滤波器，其电耦合到所述第一电极且经配置以基本上滤除处于所述第二频率的信号分量；及第二滤波器，其电耦合到所述第二电极且经配置以基本上滤除处于所述第一频率的信号分量。举例来说，所述第一滤波器及所述第二滤波器可为陷波滤波器。在一些方面中，所述串扰补偿电路包括与所述单元电容并联的三阶电路。以实例方式，所述三阶电路可包括串联放置的第一电感器及第二电感器以及与所述第二电感器并联放置的电容器。在相关方面中，所述第二电感器可具有所述第一电感器的电感值的约一半的电感值。

在一些方面中，所述串扰补偿电路可包括变压器，所述变压器磁性地耦合所述第一电极及所述第二电极。举例来说，所述变压器可包括对应于所述第一电极的第一绕组及对应于所述第二电极的第二绕组，其中所述第一绕组电耦合到所述第一电极且所述第二绕组经由电容器与所述第二绕组进行电通信。在一些方面中，所述电容器可具有基本上等于所述单元电容的电容。

在一些方面中，质谱仪可耦合到所述离子迁移率单元的输出。在一些方面中，所述离子迁移率单元可为DMS及FAIMS中的一者。

根据申请人的教示的各种方面，提供一种高场不对称波形设备，所述高场不对称波形设备包括：第一高压波形产生器，其经配置而以第一频率及第一振幅产生第一时间周期性信号(例如，正弦信号)，所述第一波形产生器经配置以电耦合到离子迁移率单元的第一电极；第二高压波形产生器，其经配置而以第二频率及第二振幅产生第二时间周期性信号(例如，正弦信号)，所述第二波形产生器经配置以电耦合到所述离子迁移率单元的第二电极，所述第二频率为所述第一频率的谐波；及串扰补偿电路，其经配置以减少所述第一电极与所述第二电极之间的串扰，使得所述第一电极及所述第二电极处的电信号经配置以在所述离子迁移率单元中形成不对称且具有基本上等于零的时间平均值的电场。

根据申请人的教示的各种方面，提供一种用于减少离子迁移率谱仪中的串扰的方法。所述方法包括：用第一波形产生器以第一频率及第一振幅提供第一时间周期性信号(例如，正弦信号)，所述第一波形产生器电耦合到离子迁移率单元的第一电极；用第二波形产生器以第二频率及第二振幅提供第二时间周期性信号(例如，正弦信号)，所述第二波形产生器电耦合到所述离子迁移率单元的第二电极，所述第二频率为所述第一频率的谐波；及利用串扰补偿电路来减少所述第一电极与所述第二电极之间的串扰，使得所述第一时间周期性信号及所述第二时间周期性信号的施加会在所述离子迁移率单元中产生不对称且具有基本上等于零的时间平均值的电场。

在一些方面中，所述串扰补偿电路可包括：第一滤波器，其电耦合到所述第一电极且经配置以基本上滤除处于所述第二频率的信号分量；及第二滤波器，其电耦合到所述第二电极且经配置以基本上滤除处于所述第一频率的信号分量。所述第一滤波器及所述第二滤波器可为陷波滤波器。

在一些方面中，所述离子迁移率单元的所述第一电极及所述第二电极可基本上均匀间隔开，且所述离子迁移率单元展现单元电容。在相关方面中，所述串扰补偿电路可包括与所述单元电容并联的三阶电路。以实例方式，所述三阶电路可包括串联放置的第一电感器及第二电感器以及与所述第二电感器并联放置的电容器。在一些方面中，所述第二电感器可具有为所述第一电感器的电感值的约一半的电感值。

在一些方面中，所述串扰补偿电路可包括变压器，所述变压器磁性地耦合所述第一电极及所述第二电极。举例来说，所述变压器可包括对应于所述第一电极的第一绕组及对应于所述第二电极的第二绕组，其中所述第一绕组电耦合到所述第一电极且所述第二绕组经由电容器与所述第二绕组进行电通信。在相关方面中，所述电容器可具有基本上等于所述离子迁移率单元的所述电容的电容。

在一些方面中，所述方法可包括提供质谱仪，所述质谱仪耦合到所述离子迁移率单元的输出。在一些方面中，所述离子迁移率单元可具有大于约3cm的长度(例如，约13cm)。

在本文中陈述申请人的教示的这些特征及其它特征。

具体实施方式

商业上希望朝着更敏感的DMS/质谱仪接口发展。实现离子从DMS单元到质谱仪的高效转移的一种方法涉及将迁移率单元密封到质谱仪的真空进口，使得进入真空中的气体流会引起穿过迁移率单元的层流流线。以此方式，通过迁移率单元的气体流会聚于质谱仪进口上，如同在第8,084,736号美国专利中所描述，所述美国专利被同时拥有且特此以其全文引用方式并入。通过DMS单元的气体流率可因此由质谱仪进口的吞吐量指定，但也可通过在进口之前添加或移除气体来作出调整。

可通过增加进口孔口的面积以便将更多离子转移到仪器真空系统中而改进质谱仪敏感度。然而，此也将增加通过密封到真空进口的DMS装置的气体的流率。因此，为阻止DMS性能的一般性降级，需要增加在迁移率单元内的驻留时间以补偿所增加气体流。此所增加速度需要电极内的所增加功能体积(即，更长或更宽电极)以允许离子在迁移率单元内的电场中具有充足时间基于其场迁移率而显现分离。示范性新配置(具有大约16L/min气体吞吐量的1.5mm孔口直径)需要迁移率单元从3cm伸长到大约13cm，如在图2中所展示。使用这些较长迁移率单元，处于较高速度的离子可暴露于与现有技术迁移率单元(例如来自AB SCIEX的SelexION^TM技术)基本上类似的驻留时间，从而允许针对离子的微分迁移率的类似分辨率。

然而，申请人已发现使用商业DMS波形产生器(来自AB SCIEX的SelexION^TM技术)来评估伸长DMS单元的性能意外地导致FAIMS波形的失真。迁移率单元由于平行电极的几何结构、固持器的材料及间隙高度而具有预定电容。示范性现有技术单元的电容性负载为15pF左右，而在迁移率单元处测量的其余DMS系统的电容性负载为大约50pF。由此，系统电容基本上大于现有技术离子迁移率单元中的离子迁移率单元的电容。相比来说，在示范性高速度离子迁移率单元上测量的电容性负载为大约38pF。因此，相对于总系统电容，新的伸长迁移率单元具有远高于现有技术单元的电容。此外，需要降低超出50pF的总体系统电容以使系统更高效，从而进一步潜在地增加单元电容对系统电容的比率。

假定阻抗与电容成反比地缩放，那么当将细长单元与标准经屏蔽电线束一起使用时，跨越电极间隙的阻抗可变得太小。净结果为跨越从一个电极到另一电极的间隙的实质RF拾取。此现象的测量的实例展示于图3中。

跨越间隙的RF拾取在6MHz波形(蓝色迹线，较低振幅)、3MHz波形(黄色迹线，较高振幅)及经组合波形(红色迹线)中为明显的。首先参考蓝色迹线，3MHz波形的分量的添加使6MHz迹线偏斜，使得波形中的每一连续最大值存在振幅差别。对3MHz迹线(黄色)的拾取的效应在波形的偏斜中显现其本身，其中波形最小值相对于最大值加宽。最后，迁移率单元中的净波形展示于红色迹线中，其中总体波形形状与来自图1的所期望形状相较非常不同。图3中所展示的波形不提供DMS中的离子的最优分离。可通过将6MHz谐波的振幅相对于3MHz谐波增加而实现部分补偿。然而，净效应仍为相对于图1的所要形状的不同波形。

可通过以6MHz波形/3MHz波形的最优比率进行实验来近似波形失真的量值。理想2正弦波产生器的振幅比率应对应于0.50，而频率相差两倍。然而，当RF拾取增加时(此在电极处形成信号之间的串扰)，6MHz波形的量值需要显著增加以使所观察补偿电压(CoV)移位最大化。CoV为DC电压，其施加于两个DMS电极之间以将离子偏转到分析间隙的中心，因此允许将离子传输到下游质谱仪。在展现类型C迁移率行为(迁移率随增加的场而减小)的离子的情形中，可通过针对给定化合物使CoV移位最大化而优化波形形状。此的实例呈现于图4中，其中很明显甚至单元电容性负载高于示范性现有技术值(15pF)的小的增加也可通过实质RF拾取来实现。因此，不具有额外串扰补偿的单元电容的增加将需要波形产生器的重新优化及/或重新设计。此尤其成问题，这是因为两个谐波输出的经优化比率变成系统电容与单元电容的复杂函数。另外，甚至在针对具有大约38pF单元(图4)的数据调整6MHz谐波/3MHz谐波的比率之后，也不可能完全复制图1的所要波形。因此，用于DMS分离的可实现峰值容量与理想情形相比受限。

低CoV可指示FAIMS波形不能形成具有经优化形状的不对称场，使得需要较少补偿。针对展现类型C迁移率行为的离子，应在低频率谐波具有大约两倍于高频率谐波的振幅时实现理论的理想CoV。图5展示当从系统消除RF拾取时对CoV的示范性效应。

在不受任何特定理论约束的情况下，认为当使用上文参考第7,838,822号美国专利所描述的示范性FAIMS波形方法时(所述美国专利以其全文引用方式并入)，RF拾取的量值问题与迁移率单元的电容性负载对总DMS系统电容性负载的比率成比例。来自RF拾取的串扰可成问题，这是因为在不具有某种补偿的情况下，可将迁移率单元设计限制为可不与高敏感度质谱仪仪器(例如，具有高速度气体接口)兼容的小单元，及/或可迫使系统电容性负载的增加，使得迁移率单元的负载相对于总系统电容维持为小的。此外，由于电力要求随电容性负载缩放，因此可期望减小总体系统电容，此进一步影响迁移率单元的电容性负载对总DMS系统电容性负载的比率。根据申请人的教示的各种方面，本文中揭示串扰补偿电路的数个示范性实施例以解决所产生的RF拾取及/或串扰方面的问题。

图6展示DMS驱动电路及迁移率单元的现有技术电路模型。V1及V2为AC驱动信号，其将FAIMS波形供应到迁移率单元C1。这些电压源来自高电压波形产生器，所述高电压波形产生器经配置而在两个不同振幅下以第一及第二频率产生时间周期性信号(例如，正弦信号)以形成FAIMS波形。在一个实施例中，V1供应3MHz波形。包含R1及L3以考虑到系统及迁移率单元电容而允许处于3MHz的谐振。C3及C4为针对信号电缆及DMS系统的其余部分的寄生电容。C1为针对迁移率单元的寄生电容。在图6中，C1对应于示范性13cm伸长迁移率单元。应了解，未来可进行减小C3及C4的电容的设计选择以改进效率及性能。此电路将易受跨越单元C1的串扰影响，如上文所解释。

图7展示在图6的DMS驱动电路的操作期间于C1的每一侧处测量的典型信号。图7展示处于3MHz的串扰。最上部信号为既定的3MHz信号。下部信号为在单元C1的另一侧上测量的由串扰导致的3MHz信号。下部信号的量值为非所要的。

图8为在图6的DMS驱动电路的操作期间在6MHz下于C1的每一侧处测量的典型信号。此处，底部信号表示在C1的3MHz侧上测量的串扰分量。再次，下部信号的量值图解说明非所要串扰等级。

图9展示在较宽频率范围内于3MHz下的串扰分量。这些信号是在系统电容C3及C4减小时进行测量，图解说明串扰分量(底部信号)在系统电容相对于单元电容来说为低时为非所要的。即，串扰分量(底部信号)在单元电容/系统电容的比率增加时展示极大增加的串扰量。

图10展示在6MHz下降低系统电容的相同效应。注意，串扰分量(底部信号)展示极大增加的串扰量(在10dB的信号内)。如所展示，当系统电容减小时，处于6MHz的串扰分量可相当成问题。因此，需要补偿跨越迁移率单元C1的固有串扰的系统及方法。

补偿电路1

现在参考图11，描绘根据申请人的教示的各种方面的针对串扰补偿电路的电路图的一个示范性实施例。图11中所描绘的示范性串扰补偿电路通过利用陷波滤波器来减少或消除拾取问题而解决迁移率单元相对于系统电容的所增加电容。在此方法中，6MHz滤波器在其中屏蔽电线附接到迁移率单元柱的区域中电耦合到3MHz电路。6MHz滤波器包含经由电容器C2连接到接地的线圈L4以将任何6MHz信号从3MHz侧滤除。类似地，3MHz滤波器在其中屏蔽电线附接到单元柱的区域中电耦合到6MHz电路。3MHz滤波器包含经由电容器C5连接到接地的线圈L1以将任何3MHz信号从6MHz侧滤除。这些滤波器可经描述为陷波滤波器或陷阱滤波器。图12展示陷波滤波器线圈L1及L5的数字照片。

此解决方案已在实验室中进行测试且经展示为有效的。已进行实验验证陷波滤波器方法可极大减少或基本上消除关于跨越DMS间隙的RF拾取的问题。图13展示在于系统上实施陷波滤波器之后观察到的显著改进。3MHz及6MHz波形的失真不再明显，且DMS间隙中的净效应为经恰当塑形的FAIMS波形。注意图13与图1的波形之间的类似性。通过测量用以实现最大CoV移位所需的2个谐波的比率来进一步验证波形的校正。在未失真波形的情形中，6MHz波形对3MHz波形的最优比率应为0.5左右。通过调整比率(固定p-p振幅)同时监测利血平离子的CoV移位(如在图5中所展示)来确认此比率。一旦陷波滤波器处于适当位置，最优比率便匹配两个正弦波FAIMS产生器的理论最优振幅比率。

图14展示陷波滤波器对3MHz信号的影响。此处，展示3MHz信号在迁移率单元的3MHz侧上的增益。通过挑选两个峰值中的一者或通过调谐滤波器使得两个峰值中的一者与FAIMS驱动信号对应，可在减少串扰的同时仍实现合理增益。

图15展示在挑选出这些增益中的一者时的增益及串扰分量。3MHz驱动信号实现在单元的适当侧上向上50dB的增益，同时将单元的6MHz侧上的串扰减少到约-14dB。

图16展示处于6MHz的类似结果。最上部信号展示6MHz信号在单元的适当侧上的增益，而串扰分量(底部信号)基本上较低。将图15及16与图9及10进行对比且可见此方法的效用。

图17将3MHz陷阱中的电压与单元电压进行比较。此处，最下部信号为迁移率单元的适当侧上的单元电压。最上部单元为在3MHz侧陷阱内部介于L4与C2之间的点处的电压。陷波滤波器内的电压高于单元电压的事实指示此方法可具有效率损失。可通过选择具有较高电感的陷阱滤波器的线圈来改进总体效率。这些陷阱线圈损失电力，这是因为在迁移率单元的适当侧上陷阱将非所要信号分量有效地短接到接地。虽然此可导致效率损失，但鉴于通过使用这些陷波滤波器而减轻串扰的明显优点，此可为可接受的。

补偿电路2

图18中展示可用于补偿跨越迁移率单元的串扰的补偿电路的另一实施例。此处，未展示电压源V1及V2。在图18中，将三阶电路与迁移率单元C1并联放置。所展示的迁移率单元为现有技术中的现有较短迁移率单元。与单元C1并联，三阶电路变成四阶电路。三阶电路可被视为添加负电容以防止串扰跨越单元C1发生。

三阶电路在单元的每一侧处形成大阻抗以使频率被抑制。此可在不将串扰信号短接到接地的情况下极大减少或基本上消除串扰，此可产生增加的效率。三阶电路中的组件L1、L2及C4的值经挑选，使得在3MHz及6MHz下C1存在高阻抗。所得四阶电路基本上呈现为单元C1的两侧之间的开路，从而基本上消除串扰。

有效地，四阶电路形成两个并联谐振。电感器L1及L2将通常具有与两个谐振频率3MHz及6MHz的比率相同的比率。可通过分析转移函数理解所得四阶电路的行为及对用以形成适当谐振的适当组件的选择。所属领域的技术人员可易于根据本发明教示理解转移函数及对组件的选择。

补偿电路3

图19中图解说明串扰补偿电路的另一实施例。补偿电路包括双绕组变压器及电容器，所述电容器基本上匹配迁移率单元的电容。如同图18，未展示高电压波形产生器组件。图19中的补偿电路磁性地耦合由波形产生器产生的时间周期性信号(例如，正弦信号)的分量。通过添加电容器C8且选择如何分接变压器，从此磁性耦合拾取的在单元的每一侧处所得的信号为异相。异相信号基本上抵消由迁移率单元中的间隙引起的串扰信号。变压器的每一线圈形成到接地的路径。绕组经布置以提供异相输出。变压器可包含具有高数目个匝的绕组以使将接地的电流的量最小化。如本文中所使用，在存在任何混淆的程度上，术语实质应理解为具有其普通意义或在某一相关值的约5％内。

如上文所讨论，尽管本发明教示的可能的替代解决方案可为显著增加电线束的电容性负载，使得单元电容性负载/总电容性负载的相同比率得以维持，将了解总电容性负载可需要增加至少2.5倍。系统的电力要求将因此显著增加，从而可能需要对线圈、驱动器、冷却系统及其它组件进行改变。

总的来说，穿过高流量DMS仪器中的迁移率单元的孔口的增加的气体流需要DMS单元的大小的对应增加，此增加单元(及总系统)的电容。未经补偿DMS电力供应器的使用可导致跨越电极间隙的RF拾取，从而导致分离场的失真，因此提供不良分离，此直接影响数据质量。根据申请人的本发明教示的各种方面的本文中所揭示的串扰补偿电路准许使用具有现有波形产生器的较高电容DMS单元，且可潜在地允许减小波形产生器及相关联电线的大小。

所属领域的技术人员将了解，可在不背离本发明的范围的情况下对以上实施例作出各种改变。特定来说，上文所提供的实例涉及经设计以在3MHz下提供分离波形的不对称波形产生器。可在不背离本发明的范围的情况下改变频率。举例来说，较高频率产生器通常由于径向振荡的振幅的减小而提供DMS装置的经改进离子传输(尤其当与具有非常小间隙高度的装置一起使用时)。另外，上文所提供的实例是在平面几何结构DMS装置的上下文中描述的。这些方法也可在不偏离这些教示的范围的情况下适用于弯曲几何结构装置及微加工装置。最后，上文所提供的实例涉及13cm DMS单元的使用。可在不偏离这些教示的范围的情况下变化DMS单元的间隙高度、宽度及长度。根据申请人的教示的各种方面的上文所描述的补偿方法可与任何单元几何结构一起使用。虽然上文所描述的示范性实施例包含密封到质谱仪的进口孔口的DMS单元，但申请人的教示也可适用于具有毛细管或经加热毛细管进口的质谱仪系统。申请人的教示也可适用于其中DMS或FAJMS单元不密封到质谱仪的系统。

将了解，为清晰起见，以上讨论解释申请人的教示的实施例的各种方面，同时省略一些特定细节(在方便或这么做为适当时)。举例来说，可在一定程度上省略对替代实施例中的相似或类似特征的讨论。也可为简洁起见而不较详细地讨论众所周知的思想或概念。所属领域的技术人员将认识到，申请人的教示的一些实施例可不需要每一实施方案中的一些具体描述的细节，所述细节在本文中仅为提供对实施例的透彻理解而陈述。类似地，将明了，所描述实施例可在不背离本发明的范围的情况下根据常见的一般知识易于进行更改或变化。以上对实施例的详细说明并不视为以任何方式限制申请人的教示。

所属领域的技术人员将理解，下文所描述的图式仅用于图解目的。所述图式并不打算以任何方式限制申请人的教示的范围。为方便起见，也可贯穿各图重复参考编号(具有或不具有偏移)以指示类似组件或特征。