导波路装置以及具有该导波路装置的天线装置的制作方法

本公开涉及一种导波路装置以及具有该导波路装置的天线装置。

背景技术：

在专利文献1至3以及非专利文献1以及2中公开了具有人工磁导体的导波结构的例子。人工磁导体为通过人工方式实现自然界中不存在的理想磁导体(pmc：perfectmagneticconductor)的性质的结构体。理想磁导体具有“表面的磁场的切线分量为零”的性质。这是与理想电导体(pec：perfectelectricconductor)的性质、即“表面的电场的切线分量为零”的性质相反的性质。理想磁导体虽不存在于自然界中，但能通过人工的周期结构来实现。人工磁导体在通过其周期结构规定的特定的频带中作为理想磁导体发挥功能。人工磁导体抑制或阻止具有特定的频带(传播截止频带)所含的频率的电磁波沿着人工磁导体的表面传播。因此，人工磁导体的表面有时称作高阻抗面。

在专利文献1至3以及非专利文献1以及2所公开的导波路装置中，通过在行以及列方向上排列的多个导电性杆实现了人工磁导体。这种杆为有时还被称作柱或销的突出部。这些导波路装置中的每一个导波路装置作为整体具有相向的一对导电板。一个导电板具有：向另一导电板侧突出的脊部；以及位于脊部的两侧的人工磁导体。脊部的上表面(具有导电性的面)隔着间隙与另一导电板的导电性表面相向。具有人工磁导体的传播截止频带所含的波长的电磁波在该导电性表面与脊部的上表面之间的空间(间隙)中沿着脊部传播。

[专利文献]

[专利文献1]：国际公开第2010/050122号

[专利文献2]：美国专利第8803638号说明书

[专利文献3]：欧州专利申请公开第1331688号说明书

[非专利文献]

[非专利文献1]：ah.kirinoandk.ogawa,“a76ghzmulti-layeredphasedarrayantennausinganon-metalcontactmetamaterialwavegude”,ieeetransactiononantennaandpropagation,vol.60,no.2,pp.840-853,february,2012

[非专利文献2]：a.uz.zamanandp.-s.kildal,“kubandlinearslot-arrayinridgegapwaveguidetechnology”,eucap2013,7theuropeanconferenceonantennaandpropagation

在天线供电线路(馈电网络)等的导波路中，能够在导波部件设置弯曲部和/或分支部。在弯曲部以及分支部，导波部件的延伸的方向发生变化。像这样在导波部件的延伸的方向发生变化的部分，由于在该状态下产生阻抗的不匹配，因此产生所传播的电磁波的不必要的反射。这种反射不仅成为信号的传播损耗的原因，而且还能成为发生不必要的噪声的原因。

非专利文献1公开了为了提高导波部件的弯曲部以及分支部中的阻抗匹配而改变脊部的高度的技术。并且，在非专利文献2所公开的导波路中，脊部的宽度在导波部件的分支部中发生变化。

技术实现要素：

[要解决的技术问题]

本公开的各种实施方式提供一种提高导波部件的弯曲部以及分支部中的阻抗的匹配度的导波路装置。

[用于解决技术问题的方法]

本公开的一形态所涉及的导波路装置具有：第一导电部件，其具有平面或曲面形状的导电性表面；第二导电部件，其排列有多个导电性杆，所述多个导电性杆分别具有与所述导电性表面相向的顶端部；以及导波部件，其具有与所述第一导电部件的所述导电性表面相向的导电性的导波面，所述导波部件配置在所述多个导电性杆之间，并沿着所述导电性表面延伸。所述导波部件具有延伸的方向发生变化的弯曲部以及延伸的方向分为两个以上的分支部中的至少一方。在所述多个导电性杆中，与所述弯曲部或所述分支部相邻的至少一个导电性杆的与轴向垂直的截面的外形尺寸(dimension)从与所述第二导电部件接触的基部朝向顶端部单向地减小。

[发明效果]

根据本公开的实施方式，能够通过构成人工磁导体的杆的新的结构，提高导波部件的弯曲部以及分支部中的阻抗的匹配度。

附图说明

图1是示意地表示基于本公开的导波路装置的一个例子中的概略的结构例的立体图。

图2a是示意地表示图1的导波路装置100的与xz面平行的截面的结构的图。

图2b是示意地表示导波路装置100的与xz面平行的截面的其他结构的图。

图3是示意地表示导波路装置100的结构的其他立体图。

图4是表示图2a所示的结构中的各部件的尺寸的范围例的图。

图5a是示意地表示在导波路装置100内传播的电磁波的剖视图。

图5b是示意地表示公知的中空导波管130的结构的剖视图。

图5c是表示在第二导电部件120上设置有两个导波部件122的方式的剖视图。

图5d是示意地表示并排配置有两个中空导波管130的导波路装置的结构的剖视图。

图6是示意地表示本公开的实施方式中的导波路装置的结构例的立体图。

图7是示意地表示导波路装置100的与xz面平行的截面的结构的图。

图8a是导电性杆124的包含轴向(z方向)的平面中的剖视图。

图8b是图8a的导电性杆124的从轴向(z方向)观察到的俯视图。

图9a是在具有分支部的结构中示意地表示各导电性杆124的侧面未倾斜的现有结构的立体图。

图9b是图9a所示的导波路装置的俯视图。

图9c是在具有分支部的结构中示意地表示各导电性杆124的侧面倾斜的本实施方式的结构的立体图。

图9d是图9c所示的导波路装置的俯视图。

图10是表示在具有分支部的结构中，倾斜角θ为0°、1°、2°、3°、4°、5°的各情况下的与0.967fo、1.000fo、1.033fo频率的输入波相对应的输入反射系数s的图表。

图11是示意地表示本公开的其他实施方式中的导波路装置的其他结构例的立体图。

图12a是在具有弯曲部的结构中示意地表示各导电性杆124的侧面未倾斜的现有结构的立体图。

图12b是图12a所示的导波路装置的俯视图。

图12c是在具有弯曲部的结构中示意地表示各导电性杆124的侧面倾斜的本实施方式的结构的立体图。

图12d是图12c所示的导波路装置的俯视图。

图13是表示在具有弯曲部的结构中，倾斜角θ为0°、1°、2°、3°、4°、5°的各情况下的与0.967fo、1.000fo、1.033fo频率的输入波相对应的输入反射系数s的图表。

图14a是表示将导电性杆124的与轴向(z方向)垂直的截面的外形尺寸d表现为与导电性杆124的基部124b之间的距离z的函数d(z)的例子的图表。

图14b是表示在z的特定范围内即使z增加，d(z)的大小也不发生变化的例子的图表。

图15a是其他例子中的导电性杆124的包含轴向(z方向)的平面中的剖视图。

图15b是图15a的导电性杆124的从轴向(z方向)观察到的俯视图。

图16a是另一其他例子中的导电性杆124的包含轴向(z方向)的平面中的剖视图。

图16b是图16a的导电性杆124的从轴向(z方向)观察到的俯视图。

图17a是表示另一其他例子中的导电性杆124的与xz面平行的截面的图。

图17b是表示图17a的导电性杆124的与yz面平行的截面的图。

图17c是表示图17a的导电性杆124的与xy面平行的截面的图。

图18a是另一其他例子中的导电性杆124的包含轴向(z方向)的平面中的剖视图。

图18b是图18a的导电性杆124的从轴向(z方向)观察到的俯视图。

图19是表示只使与导波部件122相邻的导电性杆124为前述的特殊形状的结构例的剖视图。

图20a是本公开的实施方式中的阵列天线的从z方向观察到的俯视图。

图20b是图20a的b-b线剖视图。

图21是表示第一导波路装置100a中的导波部件122的平面布局的图。

图22是表示第二导波路装置100b中的导波部件122的平面布局的图。

图23a是表示只有导波部件122的作为上表面的导波面122a具有导电性，而导波部件122的除导波面122a以外的部分不具有导电性的结构例的剖视图。

图23b是表示导波部件122未形成于第二导电部件120上的变形例的图。

图23c是表示第二导电部件120、导波部件122以及多个导电性杆124分别在电介质的表面涂层有金属等导电性材料的结构例的图。

图23d是表示在导电部件110、120、导波部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110b、120b的结构例的图。

图23e是表示在导电部件110、120、导波部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110b、120b的结构的其他例子的图。

图23f是表示导波部件122的高度低于导电性杆124的高度，且第一导电部件110的导电性表面110a向导波部件122侧突出的例子的图。

图24a是表示第一导电部件110的导电性表面110a具有曲面形状的例子的图。

图24b是表示第二导电部件120的导电性表面120a也具有曲面形状的例子的图。

图25是表示本车辆500和与本车辆500在相同的车线上行驶的前方车辆502的图。

图26是表示本车辆500的车载雷达系统510的图。

图27a是表示车载雷达系统510的阵列天线aa与多个入射波k的关系的图。

图27b是表示接收第k个入射波的阵列天线aa的图。

图28是表示基于本公开的车辆行驶控制装置600的基本结构的一个例子的框图。

图29是表示车辆行驶控制装置600的结构的其他例子的框图。

图30是表示车辆行驶控制装置600的更具体结构例的框图。

图31是表示应用例中的雷达系统510的更详细的结构例的框图。

图32是表示根据三角波生成电路581生成的信号调制的发送信号的频率变化的图。

图33是表示“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd的图。

图34是表示信号处理电路560通过具有处理器pr以及存储装置md的硬件实现的方式的例子的图。

图35是表示三个频率f1、f2、f3的关系的图。

图36是表示复平面上的合成频谱f1～f3的关系的图。

图37是表示基于变形例的求出相对速度以及距离的处理的步骤的流程图。

[符号说明]

100导波路装置

110第一导电部件

110a导电性表面

120第二导电部件

120a第二导电部件120的面(导电性表面)

122、122l、122u导波部件

124、124l、124u导电性杆

124a导电性杆124的顶端部

124b导电性杆124的基部

124s导电性杆124所具有的侧面

124sa、124sb、124sc、124sd导电性杆124所具有的四个侧面

125人工磁导体的表面

130中空导波管

132中空导波管的内部空间

140第三导电部件

145l、145u端口

200电子回路

400物体检测装置

500本车辆

502前方车辆

510车载雷达系统

520行驶支援电子控制装置

530雷达信号处理装置

540通信设备

550计算机

552数据库

560信号处理电路

570物体检测装置

580收发电路

596选择电路

600车辆行驶控制装置

700车载摄像头系统

710车载摄像头

720图像处理电路

具体实施方式

在说明本公开的实施方式之前，说明具有二维排列的多个导电性杆(人工磁导体)的导波路装置的基本结构例和动作。

图1是示意地表示这种导波路装置具有的基本结构的非限定的例子的立体图。在图1中示出表示相互正交的x、y、z方向的xyz坐标。图示的导波路装置100具有相向且平行地配置的板状的第一导电部件110与第二导电部件120。在第二导电部件120排列有多个导电性杆124。

另外，本申请的附图所示的结构物的方向是考虑说明的理解容易度而设定的，并不对本公开的实施方式在实际实施时的方向进行任何限制。并且，附图所示的结构物的整体或一部分的形状以及大小也不限制实际的形状以及大小。

图2a是示意地表示导波路装置100的与xz面平行的截面的结构的图。如图2a所示，第一导电部件110在与第二导电部件120相向的一侧具有导电性表面110a。导电性表面110a沿着与导电性杆124的轴向(z方向)正交的平面(与xy面平行的平面)二维扩展。该例子中的导电性表面110a为平滑的平面，但是如后面叙述，导电性表面110a无需为平面。

图3是为了便于理解而示意地表示处于将第一导电部件110与第二导电部件120的间隔过大地分开的状态的导波路装置100的立体图。在实际的导波路装置100中，如图1以及图2a所示，第一导电部件110与第二导电部件120的间隔窄，第一导电部件110以覆盖第二导电部件120的所有导电性杆124的方式配置。

再次参照图2a。排列在第二导电部件120上的多个导电性杆124分别具有与导电性表面110a相向的顶端部124a。在图示的例子中，多个导电性杆124的顶端部124a位于同一平面上。该平面形成人工磁导体的表面125。导电性杆124无需其整体具有导电性，只要杆状结构物的至少表面(上表面以及侧面)具有导电性即可。并且，第二导电部件120只要能够支承多个导电性杆124来实现人工磁导体，便无需其整体具有导电性。在第二导电部件120的表面中，排列有多个导电性杆124的一侧的面120a具有导电性，相邻的多个导电性杆124的表面用导体连接即可。换句话说，第二导电部件120与多个导电性杆124的组合的整体具有与第一导电部件110的导电性表面110a相向的凹凸状的导电性表面即可。

在第二导电部件120上，在多个导电性杆124之间配置有脊状的导波部件122。更详细地说，在导波部件122的两侧分别存在人工磁导体，导波部件122被两侧的人工磁导体夹着。从图3可知，该例子中的导波部件122被第二导电部件120支承，并沿着y方向直线地延伸。在图示的例子中，导波部件122具有与导电性杆124的高度以及宽度相同的高度以及宽度。如后面叙述，导波部件122的高度以及宽度也可以具有与导电性杆124的高度以及宽度不同的值。与导电性杆124不同，导波部件122在沿着导电性表面110a引导电磁波的方向(在该例子中为y方向)上延伸。导波部件122也无需整体具有导电性，只要具有与第一导电部件110的导电性表面110a相向的导电性的导波面122a即可。第二导电部件120、多个导电性杆124以及导波部件122也可以为连续的单独的结构体的一部分。并且，第一导电部件110也可以为该单独的结构体的一部分。

在导波部件122的两侧，各人工磁导体的表面125与第一导电部件110的导电性表面110a之间的空间不传播具有特定频带内的频率的电磁波。这种频带称作“受限带”。人工磁导体以在导波路装置100内传播的信号波的频率(以下，有时称作“动作频率”。)包含于受限带的方式设计。受限带能够通过导电性杆124的高度、即形成于相邻的多个导电性杆124之间的槽的深度、导电性杆124的宽度、配置间隔以及导电性杆124的顶端部124a与导电性表面110a之间的间隙的大小调整。

通过以上结构，能够使信号波沿着第一导电部件110的导电性表面110a与导波面122a之间的导波路(脊形导波路)传播。有时将这种脊形导波路称作wrg(waffle-ironridgewaveguide：对开式铁芯脊形导波路)。

接着，参照图4对各部件的尺寸、形状、配置等的例子进行说明。

图4是表示图2a所示的结构中的各部件的尺寸范围的例子的图。导波路装置用于规定的频带(称作动作频带。)的电磁波的发送以及接收中的至少一种。在本说明书中，将在第一导电部件110的导电性表面110a与导波部件122的导波面122a之间的导波路中传播的电磁波(信号波)在自由空间中的波长的代表值(例如，与动作频带的中心频率对应的中心波长)设为λo。并且，将动作频带中的最高频率的电磁波在自由空间中的波长设为λm。在各导电性杆124中，将与第二导电部件120接触的端的部分称作“基部”。如图4所示，各导电性杆124具有顶端部124a和基部124b。各部件的尺寸、形状、配置等的例子如下。

(1)导电性杆的宽度

导电性杆124的宽度(x方向以及y方向的大小)能够设定成小于λm/2。若在该范围内，则能够防止发生x方向以及y方向上的最低次的共振。另外，不仅是x以及y方向，在xy截面的对角方向上也有可能引起共振，因此优选导电性杆124的xy截面的对角线的长度也小于λm/2。杆的宽度以及对角线的长度的下限值为能够通过加工方法制作的最小长度，并无特别限定。

(2)从导电性杆的基部到第一导电部件的导电性表面的距离

从导电性杆124的基部124b到第一导电部件110的导电性表面110a的距离能够设定成比导电性杆124的高度长且小于λm/2。在该距离为λm/2以上的情况下，在导电性杆124的基部124b与导电性表面110a之间产生共振，失去信号波的锁定效应。

从导电性杆124的基部124b到第一导电部件110的导电性表面110a的距离相当于第一导电部件110与第二导电部件120的间隔。例如，在作为毫米波段的76.5±0.5ghz的信号波在导波路中传播的情况下，信号波的波长在3.8934mm至3.9446mm的范围内。因此，在该情况下，λm为3.8934mm，因此第一导电部件110与第二导电部件120的间隔设定成小于3.8934mm的一半。只要第一导电部件110与第二导电部件120以实现这种窄的间隔的方式而相向配置，则第一导电部件110与第二导电部件120无需严格地平行。并且，若第一导电部件110与第二导电部件120的间隔小于λm/2，则第一导电部件110和/或第二导电部件120的整体或一部分也可以具有曲面形状。另一方面，第一导电部件110以及第二120的平面形状(与xy面垂直地投影的区域的形状)以及平面大小(与xy面垂直地投影的区域的大小)能够按照用途任意设计。

在图2a所示的例子中，导电性表面120a为平面，但是本公开的实施方式并不限定于此。例如，如图2b所示，导电性表面120a也可以是截面呈接近u字或v字的形状的面的底部。在导电性杆124或导波部件122具有宽度朝向基部扩大的形状的情况下，导电性表面120a成为这种结构。即使是这种结构，只要导电性表面110a与导电性表面120a之间的距离比波长λm的一半短，则图2b所示的装置也能够作为本公开的实施方式中的导波路装置发挥功能。

(3)从导电性杆的顶端部到导电性表面为止的距离l2

从导电性杆124的顶端部124a到导电性表面110a的距离l2设定成小于λm/2。这是因为，在该距离为λm/2以上的情况下，产生在导电性杆124的顶端部124a与导电性表面110a之间往复的传播模式，无法锁定电磁波。

(4)导电性杆的排列以及形状

多个导电性杆124中的相邻的两个导电性杆124之间的间隙例如具有小于λm/2的宽度。相邻的两个导电性杆124之间的间隙的宽度是根据从该两个导电性杆124的一个导电性杆124的表面(侧面)到另一导电性杆124的表面(侧面)的最短距离定义的。该杆之间的间隙的宽度以在杆之间的区域不引起最低次的共振的方式来决定。产生共振的条件根据导电性杆124的高度、相邻的两个导电性杆之间的距离以及导电性杆124的顶端部124a与导电性表面110a之间的空隙的容量的组合来决定。因此，杆之间的间隙的宽度依据其他设计参数适当地决定。杆之间的间隙的宽度并无明确的下限，为了确保制造的容易度，在传播毫米波段的电磁波的情况下，例如可以为λm/16以上。另外，间隙的宽度无需固定。若小于λm/2，则导电性杆124之间的间隙也可以具有各种宽度。

多个导电性杆124的排列只要发挥作为人工磁导体的功能，则不限定于图示的例子。多个导电性杆124无需呈正交的行以及列状排列，行以及列也可以以除了90度以外的角度交叉。多个导电性杆124无需沿着行或列排列在直线上，也可以不显示简单的规律性而分散配置。各导电性杆124的形状以及大小也可以按照第二导电部件120上的位置发生变化。

多个导电性杆124的顶端部124a所形成的人工磁导体的表面125无需为严格意义上的平面，也可以为具有细微的凹凸的平面或曲面。即，各导电性杆124的高度无需相同，在导电性杆124的排列能够作为人工磁导体发挥功能的范围内，各个导电性杆124能够具有多样性。

并且，导电性杆124并不限定于图示的棱柱形状，例如也可以具有圆筒状的形状。并且，无需具有简单的柱状的形状。人工磁导体还能够通过除了导电性杆124的排列以外的结构实现，能够将多样的人工磁导体用于本公开的导波路装置。另外，在导电性杆124的顶端部124a的形状为棱柱形状的情况下，优选该对角线的长度小于λm/2。当为椭圆形状时，优选长轴的长度小于λm/2。即使在顶端部124a呈另一其他形状的情况下，也优选其跨度尺寸的最长的部分也小于λm/2。

(5)导波面的宽度

导波部件122的导波面122a的宽度、即导波面122a在与导波部件122延伸的方向正交的方向上的大小能够设定成小于λm/2(例如λo/8)。这是因为，若导波面122a的宽度为λm/2以上，则在宽度方向上引起共振，若引起共振，则wrg无法作为简单的传输线路动作。

(6)导波部件的高度

导波部件122的高度(在图示的例子中为z方向的大小)设定成小于λm/2。这是因为，在该距离为λm/2以上的情况下，导电性杆124的基部124b与导电性表面110a的距离成为λm/2以上。同样地，关于导电性杆124(尤其是与导波部件122相邻的导电性杆124)的高度也设定成小于λm/2。

(7)导波面与导电性表面之间的距离l1

关于导波部件122的导波面122a与导电性表面110a之间的距离l1设定成小于λm/2。这是因为，在该距离为λm/2以上的情况下，在导波面122a与导电性表面110a之间引起共振，无法作为导波路发挥功能。在某一例子中，该距离为λm/4以下。为了确保制造的容易度，在传播毫米波段的电磁波的情况下，优选例如设为λm/16以上。

导电性表面110a与导波面122a的距离l1的下限以及导电性表面110a与杆124的顶端部124a的距离l2的下限依赖于机械工作的精度以及将上下两个导电部件110、120以确保固定距离的方式组装时的精度。在利用冲压加工方法或注射加工方法的情况下，上述距离的实际下限为50微米(μm)左右。在利用mems(micro-electro-mechanicalsystem：微机电系统)制作例如太赫兹区域的产品的情况下，上述距离的下限为2～3μm左右。

根据具有上述结构的导波路装置100，动作频率的信号波无法在人工磁导体的表面125与第一导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播，而是在导波部件122的导波面122a与第一导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播。与中空导波管不同，这种导波路结构中的导波部件122的宽度无需具有应传播的电磁波的半波长以上的宽度。并且，还无需将第一导电部件110与第二导电部件120通过沿着厚度方向(与yz面平行)延伸的金属壁连接。

图5a示意地表示在导波部件122的导波面122a与第一导电部件110的导电性表面110a的间隙中的宽度窄的空间中传播的电磁波。图5a中的三个箭头是示意地表示所传播的电磁波的电场的方向。传播的电磁波的电场与第一导电部件110的导电性表面110a以及导波面122a垂直。

在导波部件122的两侧分别配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。电磁波在导波部件122的导波面122a与第一导电部件110的导电性表面110a的间隙中传播。图5a是示意图，并没有准确地表示电磁波实际形成的电磁场的大小。在导波面122a上的空间中传播的电磁波(电磁场)的一部分也可以从根据导波面122a的宽度划分的空间向外侧(人工磁导体存在的一侧)沿着横向扩展。在该例子中，电磁波沿着与图5a的纸面垂直的方向(y方向)传播。这种导波部件122无需沿着y方向直线地延伸，能够具有未图示的弯曲部和/或分支部。电磁波由于沿着导波部件122的导波面122a传播，因此在弯曲部改变传播方向，在分支部传播方向分支为多个方向。

在图5a的导波路结构中，在传播的电磁波的两侧，不存在中空导波管中不可欠缺的金属壁(电壁)。因此，在该例子中的导波路结构中，传播的电磁波形成的电磁场模式的边界条件不包含“基于金属壁(电壁)的约束条件”，导波面122a的宽度(x方向的大小)小于电磁波的波长的一半。

为了参考，图5b示意地表示中空导波管130的截面。在图5b中用箭头示意地表示形成于中空导波管130的内部空间132的电磁场模式(te10)的电场的方向。箭头的长度与电场的强度对应。中空导波管130的内部空间132的宽度必须设定成大于波长的一半。即，中空导波管130的内部空间132的宽度不得设定成小于传播的电磁波的波长的一半。

图5c是表示在第二导电部件120上设置有两个导波部件122的方式的剖视图。在像这样相邻的两个导波部件122之间配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。更准确地说，在各导波部件122的两侧配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体，从而能够实现各导波部件122独立地传播电磁波。

为了参考，图5d示意地表示并排配置有两个中空导波管130的导波路装置的截面。两个中空导波管130相互电绝缘。电磁波传播的空间的周围需要用构成中空导波管130的金属壁覆盖。因此，无法使电磁波传播的内部空间132的间隔比两个金属壁厚度的总计还要缩短。两个金属壁厚度的总计通常比所传播的电磁波的波长的一半长。因此，很难使中空导波管130的排列间隔(中心间隔)比所传播的电磁波的波长短。尤其在处理电磁波的波长为10mm以下的毫米波段或者其以下的波长的电磁波的情况下，难以形成足够薄于波长的金属壁。因此，在商业上很难以现实的成本实现。

与此相对，具有人工磁导体的导波路装置100能够容易地实现使导波部件122靠近的结构，因此能够适宜地用于向与多个天线元件靠近配置的阵列天线供电。

本发明人等为了提高导波部件122的弯曲部以及分支部中的阻抗的匹配度，着眼于构成人工磁导体的导电性杆124。而且，如以下详细说明，通过改良导电性杆124的形状，成功地提高了导波部件122的弯曲部以及分支部中的阻抗的匹配度。通过提高阻抗的匹配度，能够提供改善传播效率且降低噪声的导波路装置。并且，还能够提高具有这种导波路装置的天线装置的性能。更具体地说，由于伴随阻抗的匹配而抑制信号波的反射，因此能够降低电力的损耗，在天线装置中能够抑制收发的电磁波的相位混乱。因此，在通信中能够抑制通信信号的劣化，在雷达中能够提高推断距离或入射方位的精度。

以下，对基于本公开的导波路装置的非限定且例示性的实施方式进行说明。

＜导波路装置的基本结构＞

首先，参照图6以及图7。图6是示意地表示本实施方式中的导波路装置的结构例的立体图。在图6中，为了便于理解示出将第一导电部件110与第二导电部件120的间隔分开的状态。图7是示意地表示导波路装置100的与xz面平行的截面的结构的图。

如图6以及图7所示，本实施方式中的导波路装置100具有：具有平面形状的导电性表面110a的第一导电部件110；排列有多个导电性杆124的第二导电部件120，多个导电性杆124分别具有与导电性表面110a相向的顶端部124a；以及具有与第一导电部件110的导电性表面110a相向的导电性的导波面122a的导波部件122。导波部件122配置在多个导电性杆124之间，并沿着导电性表面110a延伸。在导波部件122的两侧分别存在由多个导电性杆124构成的人工磁导体，该人工磁导体从两侧夹着导波部件122。在本实施方式中，导波部件122具有延伸的方向分为两个以上的分支部136。该例子中的分支部136由于分支的两个导波部件的角度为180度，具有类似字母文字“t”的形状，因此还称作“t形分支”。此外，在分支部136还有分支的两个导波部件的方向小于180度的“y形分支”。

如上所述，排列在第二导电部件120上的多个导电性杆124分别具有与导电性表面110a相向的顶端部124a。在图示的例子中，导电性杆124的顶端部124a几乎位于同一平面上，形成了人工磁导体的表面125。

＜导电性杆的基本结构＞

·分支部

在本实施方式中，如图7所示，通过使各导电性杆124的侧面倾斜，使各导电性杆124的与轴向(z方向)垂直的截面的外形尺寸从基部124b朝向顶端部124a单向地减小。由此，由电磁场模拟的结果明确可知，能够提高导波部件122的分支部136中的阻抗的匹配度。

图8a是导电性杆124的包含轴向(z方向)的平面中的剖视图。图8b是图8a的导电性杆124的从轴向(z方向)观察到的俯视图。该例子中的导电性杆124具有与轴向(z方向)垂直的截面为正方形的锥台(frustum)形状，导电性杆124的四个侧面124s相对于轴向(z方向)倾斜。如图8a所示，导电性杆的各侧面124s的倾斜角度根据角度θ定义，该角度θ是侧面124s的法线124n和与轴向(z方向)正交的任意平面pz形成的角度。

“导电性杆的与轴向垂直的截面的外形尺寸”根据内部能够包含“截面的外形”的最小的圆的直径定义。这种圆在截面的外形为三角形、长方形(包含正方形)或正多边形的情况下，相当于外接圆。在“截面的外形”为圆或椭圆的情况下，“截面的外形尺寸”为圆的直径或椭圆的长轴长度。本公开中的导电性杆的“截面的外形”并不限定于存在外接圆的形状。在图8a以及图8b所示的例子中，导电性杆124的与轴向垂直的截面的外形尺寸从导电性杆124的基部124b朝向顶端部124a减小。

在图8a以及图8b所示的例子中，导电性杆124的与轴向垂直的截面的面积在顶端部124a小于基部124b。如上所述，导电性杆124无需整体具有导电性，其表面具有导电性即可。因此，导电性杆124既可以具有中空结构，也可以在内部存在电介质的芯。“导电性杆的与轴向垂直的截面的面积”是指根据导电性杆的与轴向垂直的截面的“外形”的轮廓线从外部划分出的区域的面积。即使在该区域内包含不具有导电性的部分，也不影响“截面的面积”。

以下，对使用这种导电性杆124提高阻抗的匹配度的情况进行说明。

本发明人等通过模拟可以明确，与各导电性杆124的侧面未倾斜的现有结构相比，在本实施方式的结构中阻抗匹配度提高。在此，阻抗匹配度用输入反射系数表示。输入反射系数越低，阻抗匹配度越高。输入反射系数是表示反射波的强度与输入于高频线路或元件的输入波的强度之比的系数。

图9a至图9d是表示在本模拟中使用的导波路装置的结构的图。图9a是示意地表示各导电性杆124的侧面未倾斜的现有结构的立体图。图9b是图9a所示的导波路装置的俯视图。图9c是示意地表示各导电性杆124的侧面倾斜的本实施方式的结构的立体图。图9d是图9c所示的导波路装置的俯视图。

在本模拟中，对各导电性杆124的四个侧面的倾斜角度不同的多个结构测定了分支部中的输入反射系数s。在本模拟中，将74.9475ghz的频率设为fo，测定了以fo为中心的频带的电磁波(还称作输入波)。将与fo对应的自由空间中的波长设为λo，将各导电性杆的平均宽度、杆之间的间隙的平均宽度以及导波部件(脊部)的宽度设为λo/8，将各杆以及脊部的高度设为λo/4。输入波向图9b以及图9d所示的箭头的方向入射。

图10是表示本模拟的结果的图表。图10的图表表示倾斜角θ为0°、1°、2°、3°、4°、5°的各情况中的相对于0.967fo、1.000fo、1.033fo频率的输入波的输入反射系数s(db)。

由图10可知，无论输入波的频率如何，若使各导电性杆124的侧面倾斜，则输入反射系数s都会下降。即，通过本实施方式的结构可以确认阻抗匹配度提高。

·弯曲部

上述效果在导波部件122具有弯曲部的情况下也可以获得。弯曲部是指导波部件122的延伸的方向发生变化的部分。弯曲部包括导波部件122的延伸的方向急速地发生变化的部分、缓慢地发生变化的部分以及蜿蜒的部分。

参照图11。图11是示意地表示本实施方式中的导波路装置的其他结构例的立体图。在图11中，为了便于理解省略了第一导电部件110的记载。

在图示的导波路装置中，具有两个导波部件122，一个导波部件122具有弯曲部138。

通过使用侧面倾斜的导电性杆124，还能够提高弯曲部138中的阻抗的匹配度。以下，对此进行说明。

本发明人等通过模拟可以明确，与各导电性杆124的侧面未倾斜的现有结构相比，在具有弯曲部的结构中阻抗匹配度也提高。以下，对该模拟的结果进行说明。

图12a至图12d是表示在本模拟中使用的导波路装置的结构的图。图12a是示意地表示各导电性杆124的侧面未倾斜的现有结构的立体图。图12b是图12a所示的导波路装置的俯视图。图12c是示意地表示各导电性杆124的侧面倾斜的本实施方式的结构的立体图。图12d是图12c所示的导波路装置的俯视图。在本模拟中，使输入波向图12b以及图12d所示的箭头的方向入射，测定了弯曲部中的输入反射系数。其他模拟条件与前述模拟中的条件相同。

图13是表示本模拟的结果的图表。图13的图表表示倾斜角θ为0°、1°、2°、3°、4°、5°的各情况中的相对于0.967fo、1.000fo、1.033fo频率的输入波的输入反射系数s(db)。

由图13可知，无论输入波的频率如何，若使各导电性杆124的侧面倾斜，则输入反射系数s下降。即，通过本实施方式的结构确认到阻抗匹配度提高。

另外，一个导波部件122也可以具有分支部以及弯曲部这两者。例如，导波部件122也可以具有组合分支部与弯曲部的结构。并且，导波部件122的形状(例如，高度或宽度)在分支部或弯曲部也可以如现有情况那样发生局部变化。若像这样使导波部件122的形状发生局部变化，则能够配合本公开中的导波路装置的导电性杆124所具有的效果配合进一步提高阻抗匹配度。

＜导电性杆的其他结构＞

接着，对能够获得本公开的效果的导电性杆的其他形状的例子进行说明。

首先，参照图14a以及图14b。图14a是表示将导电性杆124的与轴向(z方向)垂直的截面的外形尺寸d表现为与导电性杆124的基部124b之间的距离z的函数d(z)的例子的图表。从导电性杆124的基部124b与导电性杆124的轴向(z方向)平行地测定距离z。

图14a表示与前述的导电性杆124相关的函数d(z)的例子。图14a的符号“h”表示导电性杆的高度(轴向大小)。d(z)具有与导电性杆124的侧面124s的倾斜对应的梯度。在前述的实施方式中的导电性杆124中，d(z)的梯度相同，但本公开的导波路装置并不限定于这种例子。只要d(z)随着z的增加而单向地减小，则可以获得前述的效果。

在本申请中，“导电性杆的与轴向垂直的截面的外形尺寸从与第二导电部件接触的基部朝向顶端部单向地减小”的情况是指，对于满足0＜z1＜z2＜h的任意的z1以及z2，d(z1)≥d(z2)成立，并且d(0)＞d(h)成立。在此，记号“≥”包含不等号和等号。因此，导电性杆也可以具有即使z增加，d(z)的大小也不变化的部分。图14b表示在z的确定范围内即使z增加，d(z)的大小也不变化的例子。通过具有这种外形尺寸的导电性杆也能够获得前述的效果。

图15a是其他例中的导电性杆124的包含轴向(z方向)的平面中的剖视图。图15b是图15a的导电性杆124的从轴向(z方向)观察到的俯视图。在该例子中，导电性杆124的与轴向垂直的截面的外形是圆。该“截面的外形”也可以是椭圆。在截面的外形为圆的情况下，“导电性杆的与轴向垂直的截面的外形尺寸”与圆的直径一致。在截面的外形为椭圆的情况下，“导电性杆的与轴向垂直的截面的外形尺寸”与椭圆的长轴长度相等。

即使像这样“导电性杆的与轴向垂直的截面”具有除正方形以外的形状，也能够通过使侧面倾斜来提高分支部以及弯曲部中的阻抗匹配度。

另外，导电性杆124的顶端部124a无需为平面，如图16a以及图16b所示的例子，也可以为曲面。

图17a、图17b以及图17c是表示导电性杆124所具有的形状的其他例子的图。图17a表示导电性杆124的与xz面平行的截面，图17b表示导电性杆124的与yz面平行的截面，图17c表示导电性杆124的与xy面平行的截面。在该例子中，如图17c所示，导电性杆124的与轴向垂直的截面的外形为长方形。如图17a以及图17b所示，在该例子中的导电性杆124所具有的四个侧面124sa、124sb、124sc、124sd中，侧面124sa、124sb不倾斜，只有124sc、124sd倾斜。

图18a是另一其他例子中的导电性杆124的包含轴向(z方向)的平面中的剖视图。图18b是图18a的导电性杆124的从轴向(z方向)观察到的俯视图。该例子中的导电性杆124具有台阶。“导电性杆的与轴向垂直的截面”的尺寸局部发生急速的变化。在本申请中，这种形状也满足“导电性杆的与轴向垂直的截面的外形尺寸从与第二导电部件接触的基部朝向顶端部单向地减小”的情况。

在上述实施方式中，排列在第二导电部件120上的多个导电性杆124分别具有相同的形状。但是，本公开的导波路装置并不限定于这种例子。构成人工磁导体的多个导电性杆124也可以具有相互不同的形状或大小。并且，如图19所示，也可以只使与导波部件122相邻的导电性杆124为前述的特殊形状。并且，也可以使导波部件122中的位于不影响分支部或弯曲部中的阻抗匹配度的位置的导电性杆为与现有的导电性杆相同的形状，只使位于影响分支部或弯曲部中的阻抗匹配度的位置的导电性杆为上述的特殊形状。具体地说，只要导波部件122的“分支部或弯曲部所相邻的导电性杆”的与轴向垂直的截面的外形尺寸从基部朝向顶端部单向地减小即可。在此，所谓“分支部或弯曲部所相邻的导电性杆”定义为在着眼的导电性杆与“分支部或弯曲部”之间不存在除着眼的导电性杆以外的导电性杆的情况的该“着眼的导电性杆”。

＜天线装置＞

以下，对具有本公开的导波路装置的天线装置的非限定且例示性的实施方式进行说明。

图20a是16个缝隙(开口部)112排列成4行4列的天线装置(阵列天线)的从z方向观察到的俯视图。图20b是图20a的b-b线剖视图。在图示的天线装置中层叠有如下导波路装置：第一导波路装置100a，其具有直接与作为发射元件(天线元件)发挥功能的缝隙112结合的导波部件122u；以及第二导波路装置100b，其具有与第一导波路装置100a的导波部件122l结合的其他导波部件122u。第二导波路装置100b的导波部件122l以及导电性杆124l配置在第三导电部件140上。第二导波路装置100b具有与第一导波路装置100a的结构基本相同的结构。

在第一导波路装置100a中的第一导电部件110设置有包围各缝隙112的侧壁114。侧壁114形成了调整缝隙112的定向性的喇叭。该例子中的缝隙112的个数以及排列只是例示性例子。缝隙112的方向以及形状也不限定于图示的例子。喇叭的侧壁114的倾斜的有无和角度以及喇叭的形状也不限定于图示的例子。

图21是表示第一导波路装置100a中的导波部件122u的平面布局的图。图22是表示第二导波路装置100b中的导波部件122l的平面布局的图。由这些图明确可知，第一导波路装置100a中的导波部件122u呈直线状延伸，不具有分支部和弯曲部，但是第二导波路装置100b中的导波部件122l具有分支部以及弯曲部这两者。作为导波路装置的基本结构，第二导波路装置100b中的“第二导电部件120”和“第三导电部件140”的组合相当于第一导波路装置100a中的“第一导电部件110”和“第二导电部件120”的组合。

图示的阵列天线的特征点在于，各导电性杆124l的形状具有图8a以及图8b所示的形状。因此，提高了导波部件122l的分支部以及弯曲部中的阻抗匹配度。

另外，导电性杆124l的形状并不限定于图8a以及图8b所示的例子。如上所述，导电性杆124l的形状、大小以及排列图案能够多样化。

再次参照图21以及图22。第一导波路装置100a中的导波部件122u穿过第二导电部件120所具有的端口(开口部)145u与第二导波路装置100b中的导波部件122l结合。换句话说，在第二导波路装置100b的导波部件122l中传播的电磁波能够穿过端口145u到达第一导波路装置100a的导波部件122u，并在第一导波路装置100a的导波部件122u中传播。此时，各缝隙112作为将在导波路中传播来的电磁波朝向空间发射的天线元件发挥功能。相反，若在空间中传播来的电磁波入射至缝隙112，则该电磁波与位于缝隙112的正下方的第一导波路装置100a的导波部件122u结合，并在第一导波路装置100a的导波部件122u中传播。在第一导波路装置100a的导波部件122u中传播来的电磁波还能够穿过端口145u到达第二导波路装置100b的导波部件122l，并在第二导波路装置100b的导波部件122l中传播。第二导波路装置100b的导波部件122l能够经由第三导电部件140的端口145l与位于外部的导波路装置或高频电路(电子回路)结合。在图22中作为一个例子表示了与端口145l连接的电子回路200。电子回路200并不限定在特定的位置，可以配置在任意位置。电子回路200例如能够配置在第三导电部件140的背面侧(图20b中的下侧)的电路基板。这种电子回路例如能够为生成毫米波的mmic(monolithicmicrowaveintegratedcircuit：单片微波集成电路)。

能够将图20a所示的第一导电部件110称作“发射层”。并且，也可以将图21所示的第二导电部件120、导波部件122u以及导电性杆124u的整体称作“激振层”，将图22所示的第三导电部件140、导波部件122l以及导电性杆124l的整体称作“分配层”。并且，也可以将“激振层”和“分配层”统称为“供电层”。“发射层”、“激振层”以及“分配层”能够分别通过对一张金属板进行加工来量产。

由图20b可知，在该例子中的阵列天线中层叠有板状的发射层、激振层以及分配层，因此整体实现了平坦并且低轮廓(lowprofile)的平板天线。例如，能够将具有图20b所示的截面结构的层叠结构体的高度(厚度)设定为10mm以下。

根据图22所示的导波部件122l，从第三导电部件140的端口145l到第二导电部件120的各端口145u(参照图21)的距离全部设定为相等的值。因此，从第三导电部件140的端口145l输入至导波部件122l的信号波以相同的相位分别到达第二导电部件120的四个端口145u。其结果是，配置在第二导电部件120上的四个导波部件122u能够以相同的相位激振。

另外，作为天线元件发挥功能的所有缝隙112无需以相同的相位发射电磁波。导波部件122u以及122l在激振层以及分配层中的网络模式是任意的，也可以构成为各导波部件122u以及122l独立地传播相互不同的信号。

该例中的第一导波路装置100a的导波部件122u不具有分支部和弯曲部，但是作为激振层发挥功能的导波路装置也可以包含具有分支部以及弯曲部中的至少一方的导波部件。如上所述，导波路装置内的所有导电性杆无需具有相同的形状。

＜其他变形例＞

接着，对导波部件122、导电部件110、120以及导电性杆124的变形例进行说明。

图23a是表示只有导波部件122的作为上表面的导波面122a具有导电性而导波部件122的除导波面122a以外的部分不具有导电性的结构例的剖视图。第一导电部件110以及第二导电部件120也同样只有导波部件122所在的一侧的表面(导电性表面110a、120a)具有导电性，其他部分不具有导电性。如此一来，导波部件122、第一导电部件110以及第二导电部件120各自的整体也可以不具有导电性。

图23b是表示导波部件122未形成于第二导电部件120上的变形例的图。在该例子中，导波部件122固定于支承第一导电部件110和第二导电部件120的支承部件(例如，壳体外周部的壁等)。在导波部件122与第二导电部件120之间存在间隙。如此一来，导波部件122也可以不与第二导电部件120连接。

图23c是表示第二导电部件120、导波部件122以及多个导电性杆124分别在电介质的表面涂层有金属等导电性材料的结构例的图。第二导电部件120、导波部件122以及多个导电性杆124利用导体相互连接。另一方面，第一导电部件110由金属等导电性材料构成。

图23d以及图23e是表示在导电部件110、120、导波部件122以及导电性杆124各自的最表面具有电介质层110b、120b的结构例的图。图23d表示用电介质层覆盖作为导体的金属制的导电部件的表面的结构例。图23e表示导电部件120具有用金属等导体覆盖树脂等电介质制的部件的表面、再用电介质层覆盖该金属层的结构的例子。覆盖金属表面的电介质层既可以是树脂等涂膜，也可以是通过该金属氧化而生成的钝化膜等氧化膜。

最表面的电介质层增加在wrg导波路中传播的电磁波的损耗。但是，能够保护具有导电性的导电性表面110a、120a不腐蚀。并且，即使施加直流电压以及频率低到无法通过wrg导波路传播的程度的交流电压的导线配置在能够与导电性杆124接触的部位，也能够防止短路。

图23f是表示导波部件122的高度比导电性杆124的高度低且第一导电部件110的导电性表面110a向导波部件122侧突出的例子的图。即使在这种结构中，只要满足图4所示的尺寸范围，也与前述的实施方式相同地动作。

图24a是表示第一导电部件110的导电性表面110a具有曲面形状的例子的图。图24b是进一步使第二导电部件120的导电性表面120a也具有曲面形状的例子的图。如这些例子，导电性表面110a、120a并不限定于平面形状，也可以具有曲面形状。

＜应用例：车载雷达系统＞

接着，作为利用上述阵列天线的应用例，对具有阵列天线的车载雷达系统的一个例子进行说明。用于车载雷达系统的发送波例如具有76千兆赫(ghz)带的频率，该发送波在自由空间中的波长λo为约4mm。

在汽车的防碰撞系统以及自动运行等安全技术中识别尤其在本车辆的前方行驶的一个或多个车辆(目标)是必不可少的。作为车辆的识别方法，以往开发出了使用雷达系统推断入射波的方向的技术。

图25表示本车辆500和与本车辆500在相同的车线上行驶的前方车辆502。本车辆500具有包含上述实施方式中的阵列天线的车载雷达系统。若本车辆500的车载雷达系统发射高频的发送信号，则该发送信号到达前方车辆502并在前方车辆502反射，其一部分再回到本车辆500。车载雷达系统接收该信号，计算前方车辆502的位置、到前方车辆502的距离以及速度等。

图26表示本车辆500的车载雷达系统510。车载雷达系统510配置在车内。更具体地说，车载雷达系统510配置在后视镜的与镜面相反的一侧的面。车载雷达系统510从车内向车辆500的行进方向发射高频的发送信号，并接收从行进方向入射的信号。

基于本应用例的车载雷达系统510具有上述实施方式中的阵列天线。在本应用例中，配置成多个导波部件各自的延伸的方向与铅垂方向一致，多个导波部件的排列方向与水平方向一致。因此，能够缩小从正面观察多个缝隙时的横向尺寸。作为包含上述阵列天线的天线装置的尺寸的一个例子，横×纵×深度为60×30×10mm。可以理解为76ghz带的毫米波雷达系统的大小非常小。

另外，现有的大多车载雷达系统设置于车外，例如前车头的顶端部。其理由是，因为车载雷达系统的大小比较大，很难如本公开那样设置在车内。另外，基于本应用例的车载雷达系统510也可以装设于前车头顶端。由于在前车头中减少了车载雷达系统所占的区域，因此容易配置其他零件。

根据本应用例，由于能够缩窄用于发送天线的多个导波部件(脊部)的间隔，因此也能够缩窄与相邻的多个导波部件相向设置的多个缝隙的间隔。由此，能够抑制栅瓣的影响。例如，在将横向相邻的两个缝隙的中心间隔设为小于发送波的波长λo(小于约4mm)的情况下，不会在前方发生栅瓣。由此，能够抑制栅瓣的影响。另外，栅瓣在天线元件的排列间隔大于电磁波的波长的一半时出现。但是，若排列间隔小于波长，则不会在前方出现栅瓣。因此，如本应用例，在构成阵列天线的各天线元件只在前方具有灵敏度的情况下，只要天线元件的配置间隔小于波长，栅瓣就不会产生实质性的影响。通过调整发送天线的阵列因子，能够调整发送天线的定向性。也可以为了能够个别调整在多个导波部件上传输的电磁波的相位而设置相移器。通过设置相移器，能够将发送天线的定向性改变为任意方向。由于周知相移器的结构，因此省略其结构的说明。

由于本应用例中的接收天线能够降低来源于栅瓣的反射波的接收，因此能够提高以下说明的处理的精度。以下，对接收处理的一个例子进行说明。

图27a表示车载雷达系统510的阵列天线aa与多个入射波k(k：1～k的整数，以下相同。k是存在于不同方位的目标的数量。)的关系。阵列天线aa具有呈直线状排列的m个天线元件。原理上，天线能够用于发送以及接收这两者，因此阵列天线aa能够包含发送天线以及接收天线这两者。以下，对处理接收天线所接收的入射波的方法的例子进行说明。

阵列天线aa接收从各种角度同时入射的多个入射波。多个入射波中包含从相同的车载雷达系统510的发送天线发射并在目标反射的入射波。并且，多个入射波中还包含从其他车辆发射的直接或间接的入射波。

入射波的入射角度(即，表示入射方向的角度)表示以阵列天线aa的侧面b为基准的角度。入射波的入射角度表示相对于与天线元件组所排列的直线方向垂直的方向的角度。

现在，关注第k个入射波。“第k个入射波”是指从存在于不同方位的k个目标向阵列天线入射k个入射波时，通过入射角θk识别的入射波。

图27b表示接收第k个入射波的阵列天线aa。阵列天线aa接收的信号能够以算式1的形式表现为具有m个要素的“矢量”。

(算式1)

s＝[s1、s2、……、sm]^t

在此，sm(m：1～m的整数，以下相同。)是第m个天线元件接收的信号的值。上标t是指倒置。s是列矢量。列矢量s根据通过阵列天线的结构决定的方向矢量(称作导向矢量或模式矢量。)与目标(还称作波源或信号源。)中的表示信号的复矢量的乘积获得。当波源的个数为k时，从各波源向每个天线元件入射的信号的波呈线形重叠。此时，sm能够以算式2的形式表现。

[算式2]

算式2中的ak、θk以及φk分别表示第k个入射波的振幅、入射波的入射角度以及初始相位。λ表示入射波的波长，j是虚数单位。

由算式2可以理解，sm可以表现为由实部(re)和虚部(im)构成的复数。

若考虑噪声(内部噪声或热噪声)进一步一般化，则阵列接收信号x能够以算式3的形式表现。

(算式3)

x＝s+n

n是噪声的矢量表现。

信号处理电路使用算式3所示的阵列接收信号x求出入射波的自相关矩阵rxx(算式4)，再求出自相关矩阵rxx的各固有值。

[算式4]

在此，上标h表示复共轭转置(厄米共轭)。

在求出的多个固有值中，具有通过热噪声规定的规定值以上的值的固有值(信号空间固有值)的个数与入射波的个数对应。而且，通过计算反射波的入射方向的似然最大(成为最大似然)的角度，能够确定目标的数量以及各目标存在的角度。该处理作为最大似然估计法是公知的。

接着，参照图28。图28是表示基于本公开的车辆行驶控制装置600的基本结构的一个例子的框图。图28所示的车辆行驶控制装置600具有：装配于车辆的雷达系统510；以及与雷达系统510连接的行驶支援电子控制装置520。雷达系统510具有阵列天线aa和雷达信号处理装置530。

阵列天线aa具有多个天线元件，多个天线元件分别响应一个或多个入射波并输出接收信号。如上所述，阵列天线aa还能够发射高频的毫米波。

在雷达系统510中，阵列天线aa需要安装于车辆。但是，雷达信号处理装置530的至少一部分功能也可以通过设置于车辆行驶控制装置600的外部(例如本车辆的外部)的计算机550以及数据库552实现。在该情况下，雷达信号处理装置530中的位于车辆内的部分能够始终或随时连接于设置在车辆的外部的计算机550以及数据库552，以便能够进行信号或数据的双向通信。通信借助车辆所具有的通信设备540以及一般的通信网络进行。

数据库552也可以存储规定各种信号处理算法的程序。雷达系统510的动作所需的数据以及程序的内容能够借助通信设备540从外部更新。如此一来，雷达系统510的至少一部分功能能够在本车辆的外部(包含其他车辆的内部)通过云计算的技术实现。因此，本公开中的“车载”的雷达系统无需所有构成元件装设于车辆。但是，在本申请中，为了方便起见，只要没有另外说明，对本公开的所有构成要素装设于一台车辆(本车辆)的方式进行说明。

雷达信号处理装置530具有信号处理电路560。该信号处理电路560从阵列天线aa直接或间接地接收接收信号，并将接收信号或由接收信号生成的二次信号输入到入射波推断单元au。由接收信号生成二次信号的电路(未图示)的一部分或全部无需设置于信号处理电路560的内部。这种电路(前处理电路)的一部分或全部也可以设置在阵列天线aa与雷达信号处理装置530之间。

信号处理电路560构成为利用接收信号或二次信号进行运算，并输出表示入射波的个数的信号。在此，“表示入射波的个数的信号”能够称作表示在本车辆的前方行驶的一个或多个前方车辆的数量的信号。

该信号处理电路560构成为执行公知的雷达信号处理装置所执行的各种信号处理即可。例如，信号处理电路560能够构成为执行music(多重信号分类)法、esprit(利用旋转不变因子技术来推断信号参数)法以及sage(空间交替期望最大化)法等“超分辨率算法”(超分辨率法)或分辨率相对低的其他入射方向推断算法。

图28所示的入射波推断单元au通过任意的入射方向推断算法推断表示入射波的方位的角度，并输出表示推断结果的信号。信号处理电路560的入射波推断单元au通过公知的算法推断到作为入射波的波源的目标的距离、目标的相对速度以及目标的方位，并输出表示推断结果的信号。

本公开中的“信号处理电路”这个术语并不限定于单独的电路，也包括将多个电路的组合概括地理解为一个功能元件的形态。信号处理电路560也可以通过一个或多个片上系统(soc)实现。例如，信号处理电路560的一部分或全部也可以为可编程逻辑设备(pld)、即fpga(field-programmablegatearray：现场可编程门阵列)。在该情况下，信号处理电路560包含多个运算元件(例如，通用逻辑以及乘法器)以及多个存储元件(例如，查询表或存储模块)。或者，信号处理电路560也可以为通用处理器以及主存储装置的集合。信号处理电路560也可以为包含处理器内核和存储器的电路。这些能够作为信号处理电路560发挥功能。

行驶支援电子控制装置520构成为根据从雷达信号处理装置530输出的各种信号进行车辆的行驶支援。行驶支援电子控制装置520对各种电子控制单元进行指示，以使各种电子控制单元发挥规定的功能。规定的功能例如包括：在到前方车辆的距离(车间距离)比预先设定的值小时发出警报来催促驾驶员进行制动操作的功能；控制制动器的功能；以及控制油门的功能。例如，在进行本车辆的自适应巡航控制的动作模式时，行驶支援电子控制装置520向各种电子控制单元(未图示)以及致动器发送规定的信号，将从本车辆到前方车辆的距离维持在预先设定的值，或者将本车辆的行驶速度维持在预先设定的值。

在基于music法的情况下，信号处理电路560求出自相关矩阵的各固有值，输出表示这些固有值中的比通过热噪声决定的规定值(热噪声功率)大的固有值(信号空间固有值)的个数的信号，以作为表示入射波的个数的信号。

接着，参照图29。图29是表示车辆行驶控制装置600的结构的其他例子的框图。图29的车辆行驶控制装置600中的雷达系统510具有：包含接收专用的阵列天线(还称作接收天线)rx以及发送专用的阵列天线(还称作发送天线)tx的阵列天线aa；以及物体检测装置570。

发送天线tx以及接收天线rx中的至少一方具有上述的导波路结构。发送天线tx例如发射作为毫米波的发送波。接收专用的接收天线rx响应一个或多个入射波(例如毫米波)输出接收信号。

收发电路580向发送天线tx发送用于发送波的发送信号，并且进行基于由接收天线rx接收的接收波的接收信号的“前处理”。前处理的一部分或全部也可以通过雷达信号处理装置530的信号处理电路560执行。收发电路580进行的前处理的典型例子可以包括：由接收信号生成差频信号；以及将模拟形式的接收信号转换为数字形式的接收信号。

另外，基于本公开的雷达系统并不限定于装设在车辆的方式的例子，能够固定于道路或建筑物来使用。

接着，对车辆行驶控制装置600的更具体的结构例进行说明。

图30是表示车辆行驶控制装置600的更具体的结构例的框图。图30所示的车辆行驶控制装置600具有雷达系统510和车载摄像头系统700。雷达系统510具有阵列天线aa、与阵列天线aa连接的收发电路580以及信号处理电路560。

车载摄像头系统700具有：装设于车辆的车载摄像头710；以及对通过车载摄像头710获取的图像或影像进行处理的图像处理电路720。

本应用例中的车辆行驶控制装置600具有：与阵列天线aa以及车载摄像头710连接的物体检测装置570；以及与物体检测装置570连接的行驶支援电子控制装置520。该物体检测装置570除了包含前述的雷达信号处理装置530(包含信号处理电路560)之外，还包含收发电路580以及图像处理电路720。物体检测装置570不仅利用通过雷达系统510获得的信息，还能够利用通过图像处理电路720获得的信息检测道路上或道路附近的目标。例如，本车辆在同一方向的两条以上的车线中的任意一条车线上行驶时，能够通过图像处理电路720判別本车辆行驶的车线是哪条车线，并将该判別的结果提供给信号处理电路560。信号处理电路560在通过规定的入射方向推断算法(例如music法)识别前方车辆的数量以及方位时，能够通过参照来自图像处理电路720的信息对于前方车辆的配置提供可靠度更高的信息。

另外，车载摄像头系统700是确定本车辆行驶的车线是哪条车线的构件的一个例子。也可以利用其他构件确定本车辆的车线位置。例如，能够利用超宽带无线技术(uwb：ultrawideband)确定本车辆在多条车线中的哪条车线上行驶。周知超宽带无线技术能够用作位置测定和/或雷达。若利用超宽带无线技术，则由于雷达的距离分辨率增高，因此即使前方存在多台车辆的情况下，也能够根据距离的差将每个目标区別来检测。因此，能够高精度地确定路肩的护栏或与中央分离带之间的距离。各车线的宽度已在各国的法律等中预先规定。利用这些信息，能够确定本车辆在当前行驶中的车线的位置。另外，超宽带无线技术是一个例子。也可以利用基于其他无线的电波。并且，也可以利用激光雷达。

阵列天线aa能够为通常的车载用毫米波阵列天线。本应用例中的发送天线tx向车辆的前方发射毫米波作为发送波。发送波的一部分典型地通过作为前方车辆的目标反射。由此，产生以目标为波源的反射波。反射波的一部分作为入射波到达阵列天线(接收天线)aa。构成阵列天线aa的多个天线元件分别响应一个或多个入射波并输出接收信号。在作为反射波的波源发挥功能的目标的个数为k个(k为1以上的整数)的情况下，入射波的个数为k个，但入射波的个数k并非已知的数。

在图28的例子中，雷达系统510包含阵列天线aa在内一体配置于后视镜。但是，阵列天线aa的个数以及位置并不限定于特定的个数以及特定的位置。阵列天线aa也可以配置于车辆的后面，以便能够检测位于车辆的后方的目标。并且，还可以在车辆的前面或后面配置多个阵列天线aa。阵列天线aa也可以配置在车辆的室内。即使在采用各天线元件具有上述喇叭的喇叭天线作为阵列天线aa的情况下，具有这种天线元件的阵列天线也能够配置在车辆的室内。

信号处理电路560接收接收信号并进行处理，该接收信号通过接收天线rx接收并通过收发电路580进行前处理。该处理包括：将接收信号输入至入射波推断单元au的情况；或由接收信号生成二次信号并将二次信号输入至入射波推断单元au的情况。

在图30的例子中，在物体检测装置570内设置有选择电路596，选择电路596接收从信号处理电路560输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号。选择电路596向行驶支援电子控制装置520提供从信号处理电路560输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号中的一方或双方。

图31是表示本应用例中的雷达系统510的更详细的结构例的框图。

如图31所示，阵列天线aa具有：进行毫米波的发送的发送天线tx；以及接收由目标反射来的入射波的接收天线rx。附图上设置有一个发送天线tx，但也可以设置特性不同的两种以上的发送天线。阵列天线aa具有m个(m为3以上的整数)天线元件111、112、……、11m。多个天线元件111、112、……、11m分别响应入射波并输出接收信号s1、s2、……、sm(图27b)。

在阵列天线aa中，天线元件111～11m例如隔着固定的间隔呈直线状或面状排列。入射波从角度θ的方向入射至阵列天线aa，该角度θ是入射波与排列有天线元件111～11m的面的法线形成的角度。因此，入射波的入射方向根据该角度θ规定。

当来自一个目标的入射波入射至阵列天线aa时，能够与平面波从相同的角度θ的方位入射至天线元件111～11m的情况近似。当从位于不同方位的k个目标向阵列天线aa入射k个入射波时，能够根据相互不同的角度θ1～θk识别每个入射波。

如图31所示，物体检测装置570包含收发电路580和信号处理电路560。

收发电路580具有三角波生成电路581、vco(voltage-controlled-oscillator：压控振荡器)582、分配器583、混频器584、滤波器585、开关586、a/d转换器(交流/直流转换器)587以及控制器588。本应用例中的雷达系统构成为通过fmcw(频率调制连续波)方式进行毫米波的收发，但本公开的雷达系统并不限定于该方式。收发电路580构成为根据来自阵列天线aa的接收信号和用于发送天线tx的发送信号生成差频信号。

信号处理电路560具有距离检测部533、速度检测部534以及方位检测部536。信号处理电路560构成为对来自收发电路580的a/d转换器587的信号进行处理，并分别输出表示到检测出的目标的距离、目标的相对速度、目标的方位的信号。

首先，对收发电路580的结构以及动作进行详细说明。

三角波生成电路581生成三角波信号并提供给vco582。vco582输出具有根据三角波信号调制的频率的发送信号。图32表示根据三角波生成电路581生成的信号调制的发送信号的频率变化。该波形的调制宽度为δf，中心频率为f0。这样被调制频率后的发送信号被提供给分配器583。分配器583将从vco582获得的发送信号分配给各混频器584以及发送天线tx。这样一来，发送天线发射具有如图32所示那样呈三角波状调制了的频率的毫米波。

在图32中除了记载发送信号之外，还记载了基于通过单独的前方车辆反射来的入射波的接收信号的例子。接收信号相比于发送信号延迟。该延迟同本车辆与前方车辆的距离成比例。并且，接收信号的频率通过多普勒效应与前方车辆的相对速度相应地增减。

若将接收信号与发送信号混合，则根据频率的差异生成差频信号。该差频信号的频率(拍频)在发送信号的频率增加的期间(上行)与发送信号的频率减小的期间(下行)不同。若求各期间的拍频，则根据这些拍频计算出到目标的距离和目标的相对速度。

图33表示“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd。在图33的图表中，横轴为频率，纵轴为信号强度。这种图表通过进行差频信号的时间-频率转换而获得。若获得拍频fu、fd，则根据公知的算式计算出到目标的距离和目标的相对速度。在本应用例中，能够通过以下说明的结构以及动作求出与阵列天线aa的各天线元件对应的拍频，并根据该拍频推断出目标的位置信息。

在图31所示的例子中，来自与各天线元件111～11m对应的信道ch1～chm的接收信号通过放大器放大，并输入到对应的混频器584。各混频器584将发送信号与放大了的接收信号混合。通过该混合而生成对应于接收信号与发送信号之间的频率差的差频信号。生成了的差频信号被提供给对应的滤波器585。滤波器585进行信道ch1～chm的差频信号的频带限制，并将进行了频带限制的差频信号提供给开关586。

开关586响应从控制器588输入的采样信号执行切换。控制器588例如能够由微型计算机构成。控制器588根据存储于rom(只读存储器)等存储器中的计算机程序控制收发电路580整体。控制器588无需设置于收发电路580的内部，也可以设置在信号处理电路560的内部。即，收发电路580也可以按照来自信号处理电路560的控制信号动作。或者，也可以通过控制收发电路580以及信号处理电路560整体的中央运算单元等实现控制器588的一部分或全部功能。

通过了各个滤波器585的信道ch1～chm的差频信号借助开关586依次提供给a/d转换器587。a/d转换器587将从开关586输入的信道ch1～chm的差频信号与采样信号同步转换为数字信号。

以下，对信号处理电路560的结构以及动作进行详细说明。在本应用例中，通过fmcw方式推断到目标的距离以及目标的相对速度。雷达系统并不限定于以下说明的fmcw方式，还能够利用双频cw(双频连续波)或展频等其他方式实施。

在图31所示的例子中，信号处理电路560具有存储器531、接收强度计算部532、距离检测部533、速度检测部534、dbf(数字波束形成)处理部535、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538、目标输出处理部539以及入射波推断单元au。如上所述，信号处理电路560的一部分或全部既可以通过fpga实现，也可以通过通用处理器以及主存储装置的集合实现。存储器531、接收强度计算部532、dbf处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部537以及入射波推断单元au既可以分别是通过单独的硬件实现的各个元件，也可以是一个信号处理电路中的功能上的模块。

图34表示信号处理电路560通过具有处理器pr以及存储装置md的硬件实现的方式的例子。具有这种结构的信号处理电路560也能够通过存储于存储装置md中的计算机程序的工作发挥图31所示的接收强度计算部532、dbf处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538以及入射波推断单元au的功能。

本应用例中的信号处理电路560构成为将转换为数字信号的各差频信号作为接收信号的二次信号推断前方车辆的位置信息，并输出表示推断结果的信号。以下，对本应用例中的信号处理电路560的结构以及动作进行详细说明。

信号处理电路560内的存储器531按信道ch1～chm存储从a/d转换器587输出的数字信号。存储器531例如能够由半导体存储器、硬盘和/或光盘等一般的存储介质构成。

接收强度计算部532对存储于存储器531中的每一个信道ch1～chm的差频信号(图32的下图)进行傅里叶变换。在本说明书中，将傅里叶变换后的复数数据的振幅称作“信号强度”。接收强度计算部532将多个天线元件中的任一天线元件的接收信号的复数数据或多个天线元件全部的接收信号的复数数据的相加值转换为频谱。这样一来，能够检测与所获得的频谱的各峰值对应的拍频，即依赖于距离的目标(前方车辆)的存在。若对所有天线元件的接收信号的复数数据进行加法运算，则使噪声分量平均化，因此提高s/n比(信噪比)。

在目标、即前方车辆为一个的情况下，傅里叶变换的结果是，如图33所示那样在频率增加的期间(“上行”期间)以及减小的期间(“下行”期间)分别获得具有一个峰值的频谱。将“上行”期间的峰值的拍频设为“fu”，将“下行”期间的峰值的拍频设为“fd”。

接收强度计算部532根据每一个拍频的信号强度检测超过预先设定的数值(阈值)的信号强度，由此判断为存在目标。接收强度计算部532在检测出信号强度的峰的情况下，向距离检测部533、速度检测部534输出峰值的拍频(fu、fd)作为对象物频率。接收强度计算部532向距离检测部533输出表示频率调制宽度δf的信息，并向速度检测部534输出表示中心频率f0的信息。

接收强度计算部532在检测出与多个目标对应的信号强度的峰的情况下，根据预先规定的条件将上行的峰值和下行的峰值关联起来。对判断为来自同一目标的信号的峰赋予同一编号，并提供给距离检测部533以及速度检测部534。

在存在多个目标的情况下，在傅里叶变换之后，在差频信号的上行部分和差频信号的下行部分分别呈现与目标的数量相同的数量的峰。由于接收信号同雷达与目标的距离成比例地延迟，图32中的接收信号向右方向移位，因此雷达与目标的距离越远离，差频信号的频率越大。

距离检测部533根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd通过下述算式计算距离r，并提供给目标转移处理部537。

r＝{c·t/(2·δf)}·{(fu+fd)/2}

并且，速度检测部534根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd通过下述算式计算相对速度v，并提供给目标转移处理部537。

v＝{c/(2·f0)}·{(fu-fd)/2}

在计算距离r以及相对速度v的算式中，c为光速度，t为调制周期。

另外，距离r的分辨率下限值用c/(2δf)表示。因此，δf越大，距离r的分辨率越高。在频率f0为76ghz带的情况下，在将δf设定为660兆赫(mhz)左右时，距离r的分辨率例如为0.23米(m)左右。因此，在两台前方车辆并行时，有时很难通过fmcw方式识别车辆是一台还是两台。在这种情况下，只要执行角度分辨率极高的入射方向推断算法，就能够将两台前方车辆的方位分离来检测。

dbf处理部535利用天线元件111、112、……、11m中的信号的相位差在天线元件的排列方向上对复数据进行傅里叶变换，该复数据在被输入的与各天线对应的时间轴上进行傅里叶变换而得。然后，dbf处理部535计算空间复数数据，并按照每一个拍频输出至方位检测部536，该空间复数数据表示与角度分辨率对应的每一个角度信道的频谱的强度。

方位检测部536为了推断前方车辆的方位而设置。方位检测部536向目标转移处理部537输出角度θ作为对象物存在的方位，该角度θ在计算出的每一个拍频的空间复数数据的值的大小中取最大的值。

另外，推断表示入射波的入射方向的角度θ的方法并不限定于该例子。能够利用前述的各种入射方向推断算法进行。

目标转移处理部537分别计算当前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值与在从存储器531读出的一个循环之前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值的差分的绝对值。然后，当差分的绝对值小于已按照每一个值确定的值时，目标转移处理部537判定为在一个循环之前检测出的目标与当前检测出的目标相同。在该情况下，目标转移处理部537增加一次从存储器531读出的该目标的转移处理次数。

在差分的绝对值大于已确定的值的情况下，目标转移处理部537判断为检测出了新的对象物。目标转移处理部537将当前的对象物的距离、相对速度、方位以及该对象物的目标转移处理次数保存于存储器531中。

在信号处理电路560中，能够利用频谱检测与对象物的距离以及相对速度，该频谱对根据所接收的反射波生成的信号、即差频信号进行频率分析而获得。

相关矩阵生成部538利用存储于存储器531中的每一个信道ch1～chm的差频信号(图32的下图)求出自相关矩阵。在算式4的自相关矩阵中，各矩阵的分量是通过差频信号的实部以及虚部表现的值。相关矩阵生成部538进一步求出自相关矩阵rxx的各固有值，并向入射波推断单元au输入所获得的固有值的信息。

接收强度计算部532在检测出多个与多个对象物对应的信号强度的峰的情况下，按照上行的部分以及下行的部分的每一个峰值从频率小的峰开始依次标注编号，并输出至目标输出处理部539。在此，在上行以及下行的部分中，相同编号的峰与相同的对象物对应，将每一个识别编号设为对象物的编号。另外，为了避免繁杂化，在图31中省略记载了从接收强度计算部532向目标输出处理部539引出的引出线。

在对象物为前方结构物的情况下，目标输出处理部539输出该对象物的识别编号作为目标。目标输出处理部539在接收多个对象物的判定结果，且其均为前方结构物的情况下，输出位于本车辆的车线上的对象物的识别编号作为目标存在的物体位置信息。并且，目标输出处理部539在接收多个对象物的判定结果，且其均为前方结构物的情况下，并且在两个以上的对象物位于本车辆的车线上的情况下，输出从存储器531读出的目标转移处理次数多的对象物的识别编号作为目标存在的物体位置信息。

再次参照图30，对车载雷达系统510组装于图30所示的结构例的情况的例子进行说明。图像处理电路720(图30)从影像获取物体的信息，并根据该物体的信息检测目标位置信息。图像处理电路720例如如下构成：检测所获取的影像内的对象的深度值来推断物体的距离信息，或者根据影像的特征量检测物体大小的信息等，由此检测预先设定的物体的位置信息。

选择电路596将从信号处理电路560以及图像处理电路720接收的位置信息选择性地提供给行驶支援电子控制装置520。选择电路596例如比较第一距离与第二距离，判定哪一个是与本车辆近的距离，第一距离是信号处理电路560的物体位置信息所含的从本车辆到检测出的物体的距离，第二距离是图像处理电路720的物体位置信息所含的从本车辆到检测出的物体的距离。例如，根据判定的结果，选择电路596能够选择离本车辆近的物体位置信息并输出至行驶支援电子控制装置520。另外，在判定的结果为第一距离以及第二距离为相同值的情况下，选择电路596能够将其中的任一方或双方输出至行驶支援电子控制装置520。

另外，在从接收强度计算部532输入了不存在目标候补的信息的情况下，目标输出处理部539(图31)视为不存在目标，并输出零作为物体位置信息。而且，选择电路596通过根据来自目标输出处理部539的物体位置信息与预先设定的阈值进行比较，选择是否使用信号处理电路560或者图像处理电路720的物体位置信息。

通过物体检测装置570接收了前方物体的位置信息的行驶支援电子控制装置520根据预先设定的条件与物体位置信息的距离和大小、本车辆的速度、降雨、降雪、晴天等的路面状态等条件，以对于驾驶本车辆的驾驶员来说，操作变得安全或容易的方式进行控制。例如，在物体位置信息中未检测出物体的情况下，行驶支援电子控制装置520向油门控制电路526发送控制信号，以加速至预先设定的速度，并控制油门控制电路526而进行与踩油门踏板同等的动作。

在物体位置信息中检测到物体的情况下，若获知离本车辆具有规定的距离，则行驶支援电子控制装置520通过线控制动等结构借助制动器控制电路524进行制动器的控制。即，以减速并将车间距离保持固定的方式操作。行驶支援电子控制装置520接收物体位置信息，并将控制信号发送给警告控制电路522，控制声音或灯的点亮，以便借助车内扬声器将前方物体靠近的消息通知给驾驶员。行驶支援电子控制装置520接收包含前方车辆的配置的物体位置信息，若为预先设定的行驶速度的范围，就能够控制转向侧的液压，以便为了进行与前方物体的碰撞避免支援而容易向左右任一方向自动操作转向，或者强制性改变车轮的方向。

在物体检测装置570中，若通过选择电路596在前一次检测循环中连续固定时间检测出的物体位置信息的数据，对当前检测循环中未能检测出的数据关联通过摄像头检测出的来自摄像头影像的表示前方物体的物体位置信息，则也可以进行使追踪继续的判断，并优先输出来自信号处理电路560的物体位置信息。

在日本特开2014-119348号公报中公开了用于使选择电路596选择信号处理电路560以及图像处理电路720的输出的具体结构例以及动作例。该公报的内容全部引用于本说明书中。

＜应用例的第一变形例＞

在上述应用例的车载用雷达系统中，调制连续波fmcw的调制一次频率的(扫描)条件、即调制所需的时间宽度(扫描时间)例如为1毫秒。但是，还能够将扫描时间缩短到100微妙左右。

但是，为了实现这种高速的扫描条件，不但需要使与发送波的发射相关的构成要素高速动作，而且还需要使该扫描条件下的与接收相关的构成要素高速动作。例如，需要设置在该扫描条件下高速动作的a/d转换器587(图31)。a/d转换器587的采样频率例如为10mhz。采样频率也可以比10mhz快。

在本变形例中，不利用基于多普勒转换的频率分量地计算与目标的相对速度。在本实施方式中，扫描时间tm＝100微妙，非常短。由于可检测的差频信号的最低频率为1/tm，因此在该情况下为10khz。这相当于来自具有大致20m/秒的相对速度的目标的反射波的多普勒转换。即，只要依赖多普勒转换，就无法检测20m/秒以下的相对速度。因此，本申请发明人判断出适宜地采用与基于多普勒转换的计算方法不同的计算方法。

在本变形例中，作为一个例子对利用在发送波的频率增加的上差拍区间获得的、发送波与接收波之差的信号(上差拍信号)的处理进行说明。fmcw的扫描一次的时间为100微妙，波形为只由上差拍部分构成的锯齿形状。即，在本变形例中，三角波/cw波(连续波)生成电路581生成的信号波具有锯齿形状。并且，频率的扫描宽度为500mhz。由于不利用伴随多普勒转换的峰，因此不进行生成上差拍信号和下差拍信号并利用这两个信号的峰的处理，只用任一信号进行处理。在此，对利用上差拍信号的情况进行说明，但是在利用下差拍信号的情况下，也能够进行同样的处理。

交流直流转换器587(图31)以10mhz的采样频率进行各上差拍信号的采样，输出数百个数字数据(以下称作“采样数据”)。采样数据例如根据获得接收波的时刻以后且发送波的发送结束的时刻为止的上差拍信号生成。另外，也可以在获得了固定数量的采样数据的时点结束处理。

在本变形例中，连续进行128次上差拍信号的收发，每次获得数百个采样数据。该上差拍信号的数量并不限定于128个。也可以为256个，或者还可以为8个。能够按照目的选择各种个数。

所获得的采样数据存储于存储器531中。接收强度计算部532对采样数据执行二维高速傅里叶变换(fft)。具体地说，首先，对扫描一次获得的每一个采样数据执行第一次fft处理(频率分析处理)，生成功率谱。接着，速度检测部534将处理结果转移并集中到所有扫描结果执行第二次fft处理。

通过来自同一目标的反射波在各扫描期间检测的功率谱的峰分量的频率均相同。另一方面，若目标不同，则峰分量的频率不同。根据第一次fft处理，能够使位于不同距离的多个目标分离。

在相对于目标的相对速度不是零的情况下，上差拍信号的相位在每一次扫描时逐渐发生变化。即，根据第二次fft处理，按照第一次fft处理的结果求出功率谱，该功率谱具有与上述相位的变化相应的频率分量的数据作为要素。

接收强度计算部532提取第二次获得的功率谱的峰值并发送给速度检测部534。

速度检测部534根据相位的变化求出相对速度。例如，假设连续获得的上差拍信号的相位每隔相位θ[rxd]发生变化。意味着若将发送波的平均波长设为λ，则每获得一次上差拍信号时，距离变化的量为λ/(4π/θ)。该变化以上差拍信号的发送间隔tm(＝100微秒)发生。因此，通过{λ/(4π/θ)}/tm可以获得相对速度。

根据以上处理，除了能够求出与目标的距离之外，还能够求出与目标的相对速度。

＜应用例的第二变形例＞

雷达系统510能够利用一个或多个频率的连续波cw检测目标。该方法在如车辆位于隧道内的情况那样从周围的静止物向雷达系统510入射多个反射波的环境中尤其有用。

雷达系统510具有包含独立的5信道的接收元件的接收用天线阵列。在这种雷达系统中，只能在同时入射的反射波为四个以下的状态下进行所入射的反射波的入射方位的推断。在fmcw方式的雷达中，能够通过只选择来自特定的距离的反射波，来减少同时进行入射方位推断的反射波的数量。但是，在隧道内等周围存在多个静止物的环境中，由于处于与反射电波的物体连续存在的状况相等的状况，因此即使根据距离限制反射波，也会发生反射波的数量不为四个以下的状况。但是，由于这些周围的静止物的相对于本车辆的相对速度全部相同，而且相对速度比在前方行驶的其他车辆的相对速度大，因此能够根据多普勒转换的大小区别静止物与其他车辆。

因此，雷达系统510进行如下处理：发射多个频率的连续波cw，忽略接收信号中相当于静止物的多普勒转换的峰，而是利用与该峰相比移位量小的多普勒转换的峰检测距离。与fmcw方式不同，在cw方式中，只因多普勒转换而在发送波与接收波之间产生频率差。即，在差频信号中呈现出的峰的频率只依赖于多普勒转换。

另外，在本变形例的说明中也将在cw方式中利用的连续波描述为“连续波cw”。如上所述，连续波cw的频率固定而未被调制。

假设雷达系统510发射频率fp的连续波cw，并检测出在目标反射的频率fq的反射波。发送频率fp与接收频率fq的差称作多普勒频率，近似地表示为fp-fq＝2·vr·fp/c。在此，vr为雷达系统与目标的相对速度，c为光速。发送频率fp、多普勒频率(fp-fq)以及光速c是已知的。因此，能够根据该算式求出相对速度vr＝(fp-fq)·c/2fp。如后面叙述，到目标的距离利用相位信息计算。

为了利用连续波cw检测到目标的距离，采用双频cw方式。在双频cw方式中，每隔固定期间分别发射稍微背离的两个频率的连续波cw，获取各个反射波。例如在使用76ghz带的频率的情况下，两个频率的差为数百千赫。另外，如后面叙述，更优选考虑所使用的雷达能够检测目标的界限的距离来规定两个频率的差。

假设雷达系统510通过依次发射频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)的连续波cw，并在一个目标反射两种连续波cw，频率fq1以及fq2的反射波被雷达系统510接收。

通过频率fp1的连续波cw及其反射波(频率fq1)获得第一多普勒频率。并且，通过频率fp2的连续波cw及其反射波(频率fq2)获得第二多普勒频率。两个多普勒频率为实质上相同的值。但是，因频率fp1与fp2的不同而使接收波在复信号中的相位不同。通过使用该相位信息，能够计算到目标的距离。

具体地说，雷达系统510能够求出距离r为r＝c·δφ/4π(fp2-fp1)。在此，δφ表示两个差频信号的相位差。两个差频信号是指：作为频率fp1的连续波cw与其反射波(频率fq1)的差分获得的差频信号fb1；以及作为频率fp2的连续波cw与其反射波(频率fq2)的差分获得的差频信号fb2。各差频信号的频率fb1以及fb2的确定方法与上述单频的连续波cw中的差频信号的例子相同。

另外，基于双频cw方式的相对速度vr如下求出。

vr＝fb1·c/2·fp1或vr＝fb2·c/2·fp2

并且，能够明确地确定到目标的距离的范围限于rmax＜c/2(fp2-fp1)的范围。这是因为，通过来自比该距离远的目标的反射波获得的差频信号的δφ超过2π，无法与因更近的位置的目标产生的差频信号区別。因此，更优选调节两个连续波cw的频率的差来使rmax大于雷达的检测界限距离。在检测界限距离为100m的雷达中，将fp2-fp1例如设为1.0mhz。在该情况下，由于rmax＝150m，因此检测不到来自位于超过rmax的位置的目标的信号。并且，在装设能够检测至250m的雷达的情况下，将fp2-fp1例如设为500khz。在该情况下，由于rmax＝300m，因此仍然检测不到来自位于超过rmax的位置的目标的信号。并且，在雷达具有检测界限距离为100m且水平方向的视场角为120度的动作模式和检测界限距离为250m且水平方向的视场角为5度的动作模式这两种模式的情况下，更优选在每个动作模式中将fp2-fp1的值分别替换成1.0mhz和500khz来动作。

已知如下检测方式：以n个(n：3以上的整数)不同的频率发送连续波cw，并利用每个反射波的相位信息，由此能够分别检测到各目标的距离。根据该检测方式，能够对到n-1个的目标准确地识别距离。作为为此的处理，例如利用高速傅里叶变换(fft)。现在，设n＝64或者128，对作为各频率的发送信号与接收信号的差的差频信号的采样数据进行fft，获得频谱(相对速度)。之后，关于同一频率的峰以cw波的频率进一步进行fft，从而能够求出距离信息。

以下，进行更具体的说明。

为了简化说明，首先，对将三个频率f1、f2、f3的信号进行时间切换来发送的例子进行说明。在此，设f1＞f2＞f3，并且f1-f2＝f2-f3＝δf。并且，将各频率的信号波的发送时间设为δt。图35表示三个频率f1、f2、f3的关系。

三角波/cw波生成电路581(图31)经由发送天线tx发送各自持续时间δt的频率f1、f2、f3的连续波cw。接收天线rx接收各连续波cw在一个或多个目标反射的反射波。

混频器584混合发送波与接收波而生成差频信号。a/d转换器587将作为模拟信号的差频信号转换为例如数百个数字数据(采样数据)。

接收强度计算部532利用采样数据进行fft运算。fft运算的结果是，关于发送频率f1、f2、f3分别获得接收信号的频谱的信息。

之后，接收强度计算部532从接收信号的频谱的信息分离峰值。具有规定以上的大小的峰值的频率与相对于目标的相对速度成比例。从接收信号的频谱的信息分离峰值是指，分离相对速度不同的一个或多个目标。

接着，接收强度计算部532关于发送频率f1～f3分别测量相对速度相同或预先规定的范围内的峰值的频谱信息。

现在，考虑两个目标a与b相对速度相同且分别存在于不同的距离的情况。频率f1的发送信号在目标a以及b这两者反射，并作为接收信号获得。来自目标a以及b的各反射波的差频信号的频率大致相同。因此，获得接收信号的以相当于相对速度的多普勒频率的功率谱作为合成了两个目标a以及b的各功率谱的合成频谱f1。

关于频率f2以及f3，也同样分别获得接收信号的以相当于相对速度的多普勒频率的功率谱作为合成了两个目标a以及b的各功率谱的合成频谱f2以及f3。

图36表示复平面上的合成频谱f1～f3的关系。朝向分别伸展合成频谱f1～f3的两个矢量的方向，右侧的矢量与来自目标a的反射波的功率谱对应。在图36中与矢量f1a～f3a对应。另一方面，朝向分别伸展合成频谱f1～f3的两个矢量的方向，左侧的矢量与来自目标b的反射波的功率谱对应。在图36中与矢量f1b～f3b对应。

当发送频率的差分δf固定时，与频率f1以及f2的各发送信号对应的各接收信号的相位差同到目标的距离成比例关系。因此，矢量f1a与f2a的相位差同矢量f2a与f3a的相位差为相同的值θa，相位差θa与到目标a的距离成比例。同样地，矢量f1b与f2b的相位差同矢量f2b与f3b的相位差为相同的值θb，相位差θb与到目标b的距离成比例。

利用周知的方法，能够根据合成频谱f1～f3以及发送频率的差δf分别求出到目标a以及b的距离。该技术例如在国际公开公报第2001/055745号中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。

即使在所发送的信号的频率为四个以上的情况下，也能够应用相同的处理。

另外，也可以在以n个不同的频率发送连续波cw之前，进行通过双频cw方式求出到各目标的距离以及相对速度的处理。而且，也可以在规定的条件下切换成以n个不同的频率发送连续波cw的处理。例如，在利用两个频率各自的差频信号进行fft运算，且各发送频率的功率谱的时间变化为30％以上的情况下，也可以进行处理的切换。来自各目标的反射波的振幅因多道的影响等而在时间上大幅变化。在存在规定以上的变化的情况下，考虑可能存在多个目标。

并且，已知在cw方式中，在雷达系统与目标的相对速度为零的情况下，即在多普勒频率为零的情况下，无法检测目标。但是，若例如通过以下方法模拟地求出多普勒信号，则能够利用其频率检测目标。

(方法1)追加使接收用天线的输出移位固定频率的混频器。通过利用发送信号和移位了频率的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。

(方法2)在接收用天线的输出与混频器之间插入使相位在时间上连续发生变化的可变相位器，并对接收信号模拟地附加相位差。通过利用发送信号和附加了相位差的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。

基于方法2的插入可变相位器来产生模拟多普勒信号的具体结构例以及动作例在日本特开2004-257848号公报中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。

在需要检测相对速度为零的目标或相对速度非常小的目标的情况下，既可以使用产生上述模拟多普勒信号的处理，或者也可以切换成通过fmcw方式的目标检测处理。

接着，参照图37说明通过车载雷达系统510的物体检测装置570进行的处理的步骤。

以下，对如下例子进行说明：以两个不同的频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)发送连续波cw，并利用各个反射波的相位信息，由此分别检测与目标的距离。

图37是表示基于本变形例的求出相对速度以及距离的处理的步骤的流程图。

在步骤s41中，三角波/cw波生成电路581生成频率稍微背离的两种不同的连续波cw。频率设为fp1以及fp2。

在步骤s42中，发送天线tx以及接收天线rx进行所生成的一系列连续波cw的收发。另外，步骤s41的处理以及步骤s42的处理分别在三角波/cw波生成电路581以及发送天线tx/接收天线rx中并列进行。需注意不是在完成步骤s41之后进行步骤s42。

在步骤s43中，混频器584利用各发送波和各接收波生成两个差分信号。各接收波包含来源于静止物的接收波和来源于目标的接收波。因此，接着进行确定用作差频信号的频率的处理。另外，步骤s41的处理、步骤s42的处理以及步骤s43的处理分别在三角波/cw波生成电路581、发送天线tx/接收天线rx以及混频器584中并列进行。需注意不是在完成步骤s41之后进行步骤s42，并且不是在完成步骤s42之后进行步骤s43。

在步骤s44中，物体检测装置570对于两个差分信号，分别将作为阈值预先规定的频率以下，且具有预先规定的振幅值以上的振幅值，而且彼此的频率差为规定值以下的峰的频率确定为差频信号的频率fb1以及fb2。

在步骤s45中，接收强度计算部532根据确定的两个差频信号的频率中的一方检测相对速度。接收强度计算部532例如根据vr＝fb1·c/2·fp1计算相对速度。另外，也可以利用差频信号的各频率计算相对速度。由此，接收强度计算部532能够验证两者是否一致，从而提高相对速度的计算精度。

在步骤s46中，接收强度计算部532求出两个差频信号fb1与fb2的相位差δφ，并求出到目标的距离r＝c·δφ/4π(fp2-fp1)。

通过以上处理，能够检测到目标的相对速度以及距离。

另外，也可以以三个以上的n个不同的频率发送连续波cw，并利用各个反射波的相位信息检测到相对速度相同且存在于不同位置的多个目标的距离。

以上说明的车辆500除了具有雷达系统510之外，也可以还具有其他雷达系统。例如，车辆500也可以还具有在车体的后方或侧方具有检测范围的雷达系统。在具有在车体的后方具有检测范围的雷达系统的情况下，该雷达系统监视后方，在存在被其他车辆追尾的危险性时，能够进行发出警报等响应。在具有在车体的侧方具有检测范围的雷达系统的情况下，当本车辆进行车线变更等时，该雷达系统能够监视相邻车线，并根据需要进行发出警报等响应。

以上说明的雷达系统510的用途并不限定于车载用途。能够用作各种用途的传感器。例如，能够用作用于监视房屋或建筑物的周围的雷达。或者，能够用作用于不依赖光学图像地监视屋内的确定地点是否有人或者是否有该人的移动等的传感器。

上述车载雷达系统为一个例子。上述阵列天线能够在利用天线的所有技术领域中使用。

[产业上的可利用性]

本公开的导波路装置能够代替微带线路或中空导波管，用于高频信号的传输。并且，本公开的天线装置用于进行千兆赫频带或太赫兹频带的电磁波的收发的各种用途，尤其能够适宜地用于要求小型化的车载雷达以及无线通信系统。