一种宽带MIMO差分滤波缝隙天线的制作方法

本发明涉及天线领域，特别是一种宽带mimo差分滤波缝隙天线。

背景技术：

对绝大多数的射频和微波通信系统的性能而言噪声效应有着绝足轻重的作用。目前广泛应用地平衡电路可以很好地抑制共模噪声。但是需要采用平衡转换器将天线和平衡电路连接起来，体积占用较大和能源消耗很高，不利于集成和小型化。

另一方面，随着无线通信技术的飞速发展，信道容量有限的问题获得较多关注。然而，又会出现多径衰落和系统稳定性差等新的问题。mimo天线可以通过增加天线数量来抑制信道衰落，目前，关于mimo天线的研究相对成熟，但其中大多数是通过增加去耦网络解决相邻天线单元的耦合问题，这会造成天线单元相距较大，进而影响mimo天线的整体尺寸。本发明通过合理地设计天线的形式和排布方式，不需要加入解耦网络，就可以实现良好隔离，因而结构更为紧凑。

天线前端的滤波器起到滤除杂波和提高通带边缘选择性的作用，但滤波器与mimo天线连接在系统中占用体积较大，无法满足现代通信系统的要求，滤波天线是可以实现滤波和辐射功能的组件，而且滤波器和mimo天线的集成设计还可以节省系统的尺寸并减少损耗。然而，由于mimo天线相邻单元之间相互影响，利用滤波器的设计方法对mimo滤波天线进行一体化设计仍旧是一个难点。目前关于mimo滤波天线的研究相对较少，尤其是差分mimo滤波天线。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，而提供一种宽带mimo差分滤波缝隙天线，该宽带mimo差分滤波缝隙天线能在实现小型化滤波天线的同时带有共模抑制，并且与单个滤波天线相比，mimo天线的滤波特性基本不变，即陡峭裙边带和良好的带内平坦度，在没有去耦网络时，实现高隔离性。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

一种宽带mimo差分滤波缝隙天线，包括天线板和四个差分滤波缝隙天线单元；四个差分滤波缝隙天线单元关于天线板的中心点对称，且相邻两个差分滤波缝隙天线单元相互垂直。

天线板包括介质基板、设置在介质基板上表面的上金属层和设置在介质基板下表面的下金属层。

每个差分滤波缝隙天线单元均包括缝隙辐射器、双模谐振器和两条微带馈线。

缝隙辐射器为在下金属层上开设的矩形缝隙，矩形缝隙中与长边相平行的对称轴线称为长边对称轴线。

双模谐振器设置在上金属层的上表面，双模谐振器包括闭环微带线和两条短路短截线。

闭环微带线为矩形结构，包括缝隙顶边、缝隙对边和两个缝隙侧边；缝隙顶边位于矩形缝隙的正上方，且与矩形缝隙的长边相垂直；缝隙对边与缝隙顶边相平行；两条缝隙侧边关于长边对称轴线对称。

两条短路短截线对称设置在长边对称轴线两侧，每条短路短截线的一端与对应的缝隙侧边垂直连接，每条短路短截线的另一端各设置一个贯穿天线板的金属通孔。

两条微带馈线均平行设置在缝隙对边外侧的上金属层上，且关于长边对称轴线对称。

位于矩形缝隙正上方的缝隙顶边中心设置有金属贴片，该金属贴片的宽度大于闭环微带线的宽度。

缝隙辐射器包括闭环伸入端和辐射端，闭环伸入端位于闭环微带线的矩形内腔中；假设金属贴片的长度为l6，宽度为w4，金属贴片与闭环伸入端之间的距离为l1，则通过调节l1、l6和w4的尺寸大小，能够调节缝隙辐射器与双模谐振器之间的耦合系数。

假设缝隙辐射器的长度为，在差模信号激励下，在频率增益通带中将依次出现三个反射零点fa，fo和fe，通过调整的尺寸大小，能够独立地调节fa值。

假设缝隙辐射器的辐射端至相邻缝隙辐射器长边的距离为d1，缝隙辐射器的辐射端至相邻缝隙辐射器的长边对称轴线的距离为t1，双模谐振器的波长为λa，则当d1≥0.05λa时，相邻两个缝隙辐射器之间的隔离度将大于18db；当d1固定不变时，通过调整t1的尺寸大小，进一步增加相邻两个缝隙辐射器之间的隔离度。

假设相互平行的两个缝隙辐射器之间的距离为d2，一个缝隙辐射器的辐射端至与其相平行的缝隙辐射器的短边对称轴线的距离为t2，双模谐振器的波长为λa；当d2或t2越长时，相互平行的两个缝隙辐射器之间的耦合越弱；当d2接近为λa/4，t2接近λa/8时，相互平行的两个缝隙辐射器之间的隔离度将大于15db。

本发明具有如下有益效果：

1、本发明能够在实现共模抑制，在共模信号激励(幅度相同，相位相同)下，共模信号几乎全被反射。

2、用mimo滤波天线可以使天线小型化的同时，并带有陡峭裙边带和良好的带内平坦度，且滤波特性和匹配特性较好；方向图在不同频率下保持了良好的稳定性和低交叉极化。

3、对于mimo天线，可以满足在没有去耦网络时实现高隔离度，减小了天线整体尺寸。

4、在通带中保持了良好的阻抗匹配性能，s参数（sdd21,sdd31,sdd41）的相互耦合小于-16db。与单一的阻抗匹配相比，阻抗匹配性能几乎不变。

5、在通带内，增益是平坦的。共模回波损耗接近0db，而且两个天线单元之间的共模传输系数低于-45db。

附图说明

图1显示了本发明一种宽带mimo差分滤波缝隙天线的结构示意图。

图2显示了天线板的剖面结构示意图。

图3显示了差分滤波缝隙天线单元的结构示意图。

图4(a)为在差模信号激励下采用hfss软件对本发明进行仿真的s参数与增益频率响应图。

图4(b)为在共模信号激励下采用hfss软件进行仿真的s参数与增益频率响应图。

图5显示了不同长度下的宽带差分滤波天线仿真差模频率响应和总效率。

图6(a)为在差模信号激励下采用hfss软件进行仿真的归一化辐射方向图。

图6(b)为在共模信号激励下采用hfss软件进行仿真的归一化辐射方向图。

图7(a)为在差模信号激励下采用安捷伦5245a矢量网络分析仪对本发明进行测试的s参数与增益频率响应图。

图7(b)为在共模信号激励下采用安捷伦5245a矢量网络分析仪对本发明进行测试的s参数与增益频率响应图。

图8(a)为在差模信号激励下采用安捷伦5245a矢量网络分析仪对本发明进行测试的归一化辐射方向图。

图8(b)为在共模信号激励下采用安捷伦5245a矢量网络分析仪对本发明进行测试的归一化辐射方向图。

图9为小型化宽带mimo差分滤波缝隙天线仿真与测试的ecc/频率结果。

其中有：

10.缝隙辐射器；11.闭环伸入端；12.辐射端；13.长边对称轴线；

20.双模谐振器；

21.闭环微带线；211.金属贴片；212.缝隙顶边；213.缝隙对边；214.缝隙侧边；

22.短路短截线；221.金属通孔；

30.微带馈线。

具体实施方式

下面结合附图和具体较佳实施方式对本发明作进一步详细的说明。

本发明的mimo宽带差分滤波缝隙天线以工作在中心频率为5.2ghz的wlan系统为例进行详细说明。

如图1所示，一种宽带mimo差分滤波缝隙天线，包括天线板和四个差分滤波缝隙天线单元。

四个差分滤波缝隙天线单元沿逆时针方向分别为a1、a2、a3和a4，a1、a2、a3和a4关于天线板的中心点对称，且相邻两个差分滤波缝隙天线单元相互垂直。

如图2所示，天线板包括介质基板s1、设置在介质基板上表面的上金属层s2和设置在介质基板下表面的下金属层s3。

介质基板s1优选采用相对介电常数为3.55，厚度为0.813mm的pcb板，作为替换，也可以采用其他规格的pcb板。

如图3所示，每个差分滤波缝隙天线单元均包括缝隙辐射器10、双模谐振器20和两条微带馈线30。

缝隙辐射器为在下金属层上开设的矩形缝隙，矩形缝隙的长度尺寸l5优选等于22mm，宽度w3优选等于5mm。

矩形缝隙中与长边相平行的对称轴线称为长边对称轴线13，与短边相平行的对称轴线称为短边对称轴线。

缝隙辐射器包括闭环伸入端11和辐射端12，闭环伸入端位于闭环微带线的矩形内腔中，辐射端朝向天线板的中心方向。

双模谐振器设置在上金属层的上表面，双模谐振器包括闭环微带线21和两条短路短截线22。

闭环微带线为矩形结构，包括缝隙顶边212、缝隙对边213和两个缝隙侧边214。

闭环微带线的周长2l2，其中l2优选等于29.7mm，闭环微带线的w1优选等于0.6mm。

缝隙顶边位于矩形缝隙的正上方，且与矩形缝隙的长边相垂直；缝隙对边与缝隙顶边相平行；两条缝隙侧边关于长边对称轴线对称。

位于矩形缝隙正上方的缝隙顶边中心优选设置有金属贴片211，该金属贴片的宽度w4大于闭环微带线的宽度w1，w4优选等于1.2mm，金属贴片的长度l6优选等于5mm。

金属贴片与闭环伸入端之间的距离为l1。

两条短路短截线对称设置在长边对称轴线两侧，短路短截线长度l3优选为2.7mm、宽度w1优选为0.6mm。

每条短路短截线的一端与对应的缝隙侧边垂直连接，每条短路短截线的另一端各设置一个贯穿天线板的金属通孔221，金属通孔的直径优选为0.5mm。

两条微带馈线均平行设置在缝隙对边外侧的上金属层上，且关于长边对称轴线对称。两条微带馈线平行耦合馈电，用于馈入能量，其输入端有两端口port1、port2，port1、port2采用sma头焊接，以便接入测试或者与电路相连。

每条微带馈线的顶部连接长度l4优选为9.5mm，宽度w2优选为0.3mm；每条微带馈线与缝隙对边之间的距离优选为0.1mm。

在差模信号激励（幅度相同，相位相差180°）下，沿着闭环微带线的对称线（也即长边对称轴线）形成虚拟电壁。因此，差分滤波天线可以看作由缝隙辐射器、双模谐振器和50ω微带馈线组成的单端滤波天线。双模谐振器由具有抽头连接的短路短截线的短路半波长谐振器构成。当奇模fo固定时，双模谐振器的偶模fe只随l3独立变化。

为了获得较宽的阻抗带宽，需要将缝隙辐射器的谐振频率设计在通带中心位置的附近。缝隙辐射器与双模谐振器之间的耦合可通过调节l1的长度和耦合部位(l6,w4)来实现。因此，通过良好地分配频率fa，fo和fe，可以获得良好的阻抗匹配性能。从差模信号激励下的电流分布可以看出缝隙辐射器得到有效激励。

由图5可知，在不同长度的下的宽带差分滤波天线仿真差模频率响应和总效率。可以看出，在增益通带中出现三个反射零点fa，fo和fe，并且fa可以由缝隙辐射器长度独立地调节。宽带滤波天线具有陡峭的裙边带和通带中的平坦的总效率。

由图6（a）的辐射方向图知，在不同频率下保持了良好的稳定性和低的交叉极化。

在共模（相同振幅，相同相位）激励下，沿着闭环微带线的对称线形成虚拟磁壁。由在共模信号激励下的表面电流分布可知，缝隙辐射器在这种情况下不工作，因为垂直电场几乎不被引入缝隙辐射器上。因此，共模信号几乎全被反射。

众所周知，缝隙辐射器中心分布着最强的电场分布，两侧分布最强的磁场。根据缝隙辐射器的场分布特征，对于垂直放置两个相同的滤波天线元件a1和a2。假设缝隙辐射器的辐射端至相邻缝隙辐射器长边的距离为d1，缝隙辐射器的辐射端至相邻缝隙辐射器的长边对称轴线的距离为t1。当a1被激励时，由两单元mimo滤波天线的仿真s参数，知在没有解耦结构的情况下，天线之间可以实现良好的隔离。即使在很短的距离内(d1=3mm，仅有0.05λa)，隔离度仍然大于18db。随着d1的增加，隔离变得更高。然而，由于微带馈电结构的不对称性，会影响天线单元的场分布。因此，需要对偏移t1进行优化，以在固定d1下获得更好的隔离。

对于天线单元平行放置的两单元mimo滤波天线的放置。假设相互平行的两个缝隙辐射器之间的距离为d2，一个缝隙辐射器的辐射端至与其相平行的缝隙辐射器的短边对称轴线的距离为t2。为了避免两个差分端口之间的直接耦合，缝隙天线单元需要交错放置。mimo天线的隔离主要取决于两个缝隙辐射器的间隔d2和偏移t2。当距离d2或t2越长时，耦合越弱。当d2接近为λa/4，t2接近λa/8时，隔离度大于15db。

最后，对mimo差分滤波天线进行了仿真和优化。两个相邻的滤波天线单元垂直放置，两个缝隙辐射器之间的间距d1=3mm(0.05λa)。偏移距离t1被设计为0.23λa以更好地隔离。当只有单元a1被激发时，两个单元之间的相互耦合非常小。仿真的s参数和增益频率响应如图4(a)所示。通带内保持了良好的阻抗匹配性能，s参数(sdd21,sdd31,sdd41)的相互耦合小于-16db。与单一天线单元相比，阻抗匹配性能几乎不变。增益是平坦的通带(4.5–5.8ghz,10-db回波损耗)，平均为3.3db和1.7db的变化。共模回波损耗接近0db，而两个元件之间的共模传输系数优于-45分贝。

图6(a)和图6(b)给出了不同频率的仿真辐射图(4.8ghz,5.2ghz,5.6ghz)。显然，所提出的mimo差分滤波天线在y-z平面上呈现类似的全向辐射图案。

图7(a)中示出了测量的天线s参数和滤波天线的增益频率响应。结果表明，测量得到的差模带宽(4.4-5.8ghz)与仿真带宽(4.4-5.7ghz)接近，而通带中两个单元之间的隔离度大于16db。在整个通带中，测量增益几乎为2db。此外，图7(b)中的两个单元之间的共模传输系数低于-40分贝。

图8(a)和图8(b)中示出了测量的不同频率的辐射方向图。h平面和e平面的最大交叉极化能级小于-20db。包络相关系数(ecc)可以从mimo天线的s参数获得，是mimo天线的重要性能指标。仿真和测量的包络相关系数结果如图9所示，结果吻合。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。