专利名称：用于压电变压器的脉冲频率调制驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及用于变压器的电源电路领域，尤其涉及用于压电变压器的脉冲频率调制驱动电路。
一般地说，用于电视机、光耦合器、LCD背后照明等装置的电源中的压电变压器已经公知了。现有技术的压电变压器基于熟知的Rosen设计(见美国专利2830274)。现有技术中的这些高压变压器的设计采用压电陶瓷板，其中包括分别具有不同极化的驱动部分和被驱动部分。用于通过提供不同的极化进行电压变换。
压电变压器是一种具有高Q的谐振器，其必须用特定的谐振频率驱动，从而使得对于给定的输出负载能够传递最大的能量。这种压电变压器的缺点在于，压电变压器的谐振频率点依赖于包括时间、温度、输出负载和其它变量的外部变量。除非驱动频率可以被连续地校正，当频率偏移时，这些变量将引起变压器的最佳功率输出降低。如果驱动电路不能跟踪谐振频率，则压电变压器将不能在最大效率下工作。
在许多基于压电变压器的应用中，必须调节输出的负载电压或电流。在理想情况下，最好在所有的负载条件下都能使压电变压器工作在其谐振频率或附近，同时提供有用于调节或调整输出电压或电流的装置。当然，高的效率、简单的电路结构、和高的成本效果比也是需要的。
在现有技术中描述了大量的驱动电路。其中的许多电路类似于用于基于磁变压器的谐振功率变压器中的驱动电路。这些现有技术的方法可以按照用于进行谐振频率控制的方法、驱动电路的结构、或输出电平的调整进行分类。
现有技术中关于频率控制的一种公知的方法是使用独立的固定频率振荡器驱动压电变压器。因为压电变压器是高Q值的装置，所以固定的振荡器必须被仔细地调谐，从而使得和变压器的谐振频率匹配。使用这种方法，由于老化、温度、负载变化和其它因素而引起的谐振频率的改变不容易被补偿。
固定频率方法的一种典型的变型涉及加宽高Q的压电变压器的固有的窄的带宽，其中使用由一个或几个电感与电容构成的输入补偿网络。这种方法的一个优点在于具有宽的操作带宽，不过，这种方法减少了效率，并且增加了体积大的而且昂贵的电感元件。
现有技术中的另一种方法是通过使用自振荡结构控制驱动频率，其中压电变压器作为典型的振荡器电路中的反馈环的一个元件。通过合适的反馈连接，自振荡的压电变压器电路可以自动地跟踪谐振频率的改变。不过，这种方法在实际操作中具有一些缺点。
压电变压器是一种机械谐振装置。变压器的谐振方式主要由变压器装置的物理尺寸确定。一种典型的变压器可以在目标频率附近具有多种谐振方式，其中包括有预定比例的目标谐振频率的谐波和没有谐波的方式。这些方式中的几个方式可以具有大于在目标谐振频率下的谐振增益的谐振增益。通常，通过充分的滤波或抑制谐波使得保证自振荡电路总是在目标频率下开始工作并保持在目标频率下操作是不实际的或者是不可能的。
现有技术中还有一种通常使用的方法，其利用基于低Q的磁谐振变压器，该方法涉及用于产生驱动频率的电压控制的振荡器(VCO)。利用这种技术，这种电路旨在在高Q的压电变压器响应曲线的感应的或高频的肩部的谐振频率的峰值以上操作。在这种方法中，控制环形成闭环，其中监视压电变压器的输出电压或电流，并强制VCO在可以维持所述输出值的谐振频率以上操作。这种方法可以在有限的但是有用的范围内保持输出调节。此外，这种方法即使在由于老化、温度、负载改变和其它因素而引起谐振频率的小的改变时也能工作。
因为这种方法实际上不跟踪压电变压器的高Q谐振频率，这种方法利用频率扫描找到初始的工作点，从而从瞬变状态下恢复，并从而响应输出调节设置点的改变。压电变压器的窄带宽的高Q特性需要仔细的初始调谐和精确的操作频率窗口。如果VCO的频率下降到压电变压器的谐振频率的峰值以下，则将发生操作的不稳定。
用于频率控制的一种优选的方法在委托给Motorola的1997,5,7申请的名称为“Single-Input Phase Locking PiezoelectricDriving Circuit(单输入锁相压电驱动电路)”的申请号为SN08/852505的专利申请中描述了。该专利申请在此列为参考。
压电变压器输入部分的特征在于一个大于数十纳法拉的并联输入电容。试图减少压电变压器驱动波形中的谐波含量是重要的。输入的驱动谐波可以利用高Q的变压器被排除，这样减少驱动效率。另一种不希望的情况是输入的驱动谐波在变压器中激起难于抑制的寄生方式。
现有技术中的许多驱动电路结构借助于功率放大器提供直接的驱动。功率放大器驱动器一般产生连续的正弦波驱动信号，对于低的谐波电流，其牺牲效率。功率放大器驱动器的另一个缺点在于它们具有难于驱动的大的电容值。
还有一种方法是使用交换的图腾柱半桥驱动器，但是这种方法也具有限制。半桥驱动器一般产生含有大量的谐波电流的方波驱动信号。由于压电变压器的输入端具有电容性质，半桥驱动器还可能在压电变压器的输入部分产生大的电流瞬变。
现有技术中披露了许多用于调节基于压电变压器的变压器的输出电压或电流的方法。使用“在谐振频率以上的VCO频率”的闭环技术在上面被详细讨论了。在现有技术中披露的另一种技术是脉宽调制(PWM)。PWM驱动谐波和交换图腾柱桥式驱动方法一样，因为具有大量的谐波而牺牲驱动效率。PWM驱动方法也在压电变压器中激起寄生振荡。
在现有技术的另一种输出调节方法中，供给驱动电路的直流电压被线性调节器或开关调节器控制，所述调节器又被来自压电变压器输出电压或电流监视器的反馈控制。在这种应用中，线性调节器的效率非常低，因而一般使用开关调节器。不幸的是，开关调节器使得压电变压器和相关的驱动电路具有低的效率。开关调节器的另一个缺点在于，除去开关调节控制器和相关的功率开关之外，其中也需要至少一个低损耗的电力电抗器和至少一个低ESR的输出滤波电容。
在现有技术中使用了许多不同的谐振驱动电路结构。这些谐振驱动电路包括这样一些电路，其中一些电路使用和压电变压器的输入电容形成谐振的电感，一些电路使用和压电变压器的输入电容形成谐振的升压变压器。一种满足零电压开关(ZVS)的公认的标准的谐振驱动电路是一种所需的压电变压器驱动电路。现有技术中谐振ZVS驱动电路的例子如
图1到5所示。
图1表示用于现有技术中的磁变压器或压电变压器的功率变压器中的单端的不被调节的谐振驱动电路。参见图1，压电变压器102以虚线表示。和压电变压器102的输入端并联的电容CIN表示压电变压器102的等效输入电容。
输入驱动频率104被施加于开关S1，电路中还包括电源电压V+，参考电压V1以及输出电压V0。图1中还示出了负载电阻RL和电感L1。
图2表示说明由按照现有技术的图1的电路产生的电路波形的定时图。参见图2，图2上面的波形表示S1以大约50％的占空因数交替地在导通与截止位置之间转换时的波形。当L1和CIN被选择在输入驱动频率下谐振时，则在V1出现伪半正弦波驱动波形。这也示于图2。
图3示出了用于按照现有技术的磁变压器和压电变压器功率变压器的不被调节的推挽谐振驱动电路。参见图3，虚线表示压电变压器302。CIN表示压电变压器302的等效输入电容。在图3中，具有两个开关S1和S2，其中每个和各自的电感L1、L2相连。RL是输出负载。在压电变压器302的每侧上提供电压参考点V1和V2。
图4表示由图3的现有技术的电路产生的电路波形的定时图。参见图4，头两个波形分别表示开关S1和S2被驱动时的波形。注意开关S1和S2以大约50％的占空因数被相差180度地驱动。第3和第4波形分别表示在V1和V2出现的信号。当L1和L2被选择和CIN在驱动频率下发生谐振时，V1和V2呈周期交变的正的伪半正弦波。第5个波形表示电压(V2-V1)。显然，(V2-V1)在压电变压器302的输入端产生全伪正弦波。
使用所述谐振驱动方法的电路通常通过利用开关调节器实现输出调节，从而控制电源电压V+。这具有上述的由于使用开关调节器而带来的缺点。
图5表示在现有技术的压电变压器功率变压器中使用的推挽调节的谐振驱动电路。图5中的大部分元件在上面的图1-4中说明了，上面的讨论在此作为参考。图5中的虚线表示压电变压器502。图5还表示开关S1和S2是如何和连接有VCO控制器506的电压控制的振荡器连接的。图5中还示出了一个中间控制508，其具有和其相连的占空因数控制510。图5的现有技术的电路使用闭环的“在谐振频率以上的VCO频率”的方法调节输出电压。
图5还表示脉冲频率调制调节方法，其中利用数字PWM禁止信号选通谐振驱动开关。通过在可变的时间间隔内控制开关使其截止，可以改变输入到压电变压器中的平均驱动功率，因而改变平均输出电压或电流。这种方法实际上具有若干缺点，如下所述。
由图1可见，当开关S1被禁止几个周期时，电容器CIN将通过L1被充电到V+。当S1被选通并且下一个谐振ZVS周期开始时，CIN上的电压被S1短路，使得在CIN和S1中产生大的浪涌电流，并产生杂散损耗，降低效率。如果在S1闭合并且在L1内有电流流过的情况下产生禁止信号，则S1的断开将使大的dI/dT通过L1，在S1两端产生大的破坏性的峰值电压。在图3和图5所示的双或差动谐振驱动电路中也具有类似的效果。
由现有技术的脉冲频率调制调节方法引起的另一个不希望的效果涉及压电变压器的高Q的机械谐振特性。当压电变压器在谐振状态下被驱动并且输入的驱动信号被突然禁止时，变压器将继续谐振一个由机械Q和变压器的输入与输出负载确定的时间间隔。在这个时间间隔内，压电变压器的输入的作用类似于一个交流发电机，电源电压和电流被返回驱动电路。通常用于实现图1、图3和图5的S1、S2的固态晶体管和MOSFET开关包括集电极对发射极或漏极对源极的二极管，其选择地把压电发电机的信号箝位到地，并因而调制由压电发电机看的驱动阻抗。
这种操作方式可以分散被存储在压电变压器中的谐振能量，并引起变压器的谐振频率的不希望的偏移。这些不希望的偏移每当由PWM禁止信号使谐振电路循环时被重复。
需要一种改进的基于压电变压器的功率变压器的驱动电路，所述驱动电路应当能够使压电变压器在其谐振频率或附近工作；所述驱动电路应当能够跟踪由于老化、温度、负载改变和其它因素而引起的谐振频率的变化；所述驱动电路应当是高效率的并且产生最小的驱动信号谐波；所述驱动电路还应当能够高效率地调节变压器的输出电压或电流；所述驱动电路还应当有效的减少附加元件的数量和成本。
一种能够通过选择地选通在压电变压器的谐振频率下工作的伪正弦波驱动的整数个半周期来控制压电输出电压或电流的用于压电变压器的脉冲频率调制驱动电路将是对现有技术的重大贡献。
图1表示现有技术的用于磁变压器和压电变压器的单端不被调节的谐振驱动电路；图2表示现有技术的图1的电路产生的波形的定时图；图3表示现有技术的磁变压器和压电变压器使用的推挽式不被调节的谐振驱动电路；图4表示现有技术的图3的电路产生的波形的定时图；图5表示现有技术的磁变压器和压电变压器使用的推挽式被调节的谐振驱动电路；图6表示按照本发明的用于压电变压器的单端谐振驱动电路；图7表示按照本发明由图6的电路产生的电路波形的定时图；图8表示按照本发明的用于压电变压器的单端谐振驱动电路的另一个实施例；图9表示按照本发明的差动谐振驱动电路；图10表示按照本发明由图9的电路产生的电路波形的定时图；图11表示按照本发明的用于压电变压器的使用脉冲频率调制驱动电路的被调节的功率变压器的方块图；图12表示按照本发明的图11的方块1108的一个实施例的示意图；图13表示按照本发明的图11的方块1108的另一个实施例的示意图；图14表示按照本发明的图11的方块1110的一个实施例的示意图；图15表示按照本发明的图11的方块1110的另一个实施例的示意图；图16表示按照本发明的用于在高压功率变压器中使用的压电变压器的脉冲频率调制驱动电路的另一个实施例的示意图；图17表示按照本发明的用于在荧光灯功率逆变器中使用的压电变压器的脉冲频率调制驱动电路的另一个实施例的示意图。
本发明是一种适合用于压电变压器的脉冲频率调制驱动电路。这种电路和现有技术(图1-5)相比的优点在于，在所有的负载条件下，压电变压器都可以工作在其谐振频率或附近，而同时提供一种用于调整或调节输出电压或电流的简单而有效的机构。
本发明成功地解决了压电变压器应用中的共同的基本问题，即，利用这些具有固有可变的谐振频率的高Q的、窄带宽的装置难于同时实现谐振频率控制和输出电平的调节。
这个问题由本发明解决了。本发明提供了一种电路，所述电路通过选择地选通被输入到工作在压电变压器的谐振频率或附近的压电变压器的伪正弦波的整数个半周期调节压电变压器的输出电流或电压。
本发明在所述电路中使用一种新颖的开关结构，这将在下面详细讨论，这种结构使得能够调节压电变压器的平均输出。通过利用整数个半周正弦波对压电变压器的输入进行脉冲频率调制，来实现输出的调节。虽然高Q的压电变压器仅仅利用这种正弦波脉冲序列被断续地驱动，但是变压器的输出基本上保持连续，从而使得能够利用来自压电变压器的反馈来把驱动信号的频率保持在压电变压器的谐振频率或附近。
通过使用飞轮进行模拟，可以理解这种方法的一个优点。正如飞轮需要大的能量启动而保持其速度只需要小的能量一样，高Q的压电变压器也是如此，其在谐振状态下需要相当大的能量达到其满输出，而需要相当小的能量使其保持在其谐振工作点。本发明使用高Q的压电变压器的类似于飞轮的特性，实现了较高的效率。
本发明的另一个优点在于，其禁止“方式跳动”或在寄生振荡方式下工作。使用整数个半周正弦波驱动波形还能够把驱动谐波减到最小。此外，使用同步顺序开关消除了电感产生的峰值电压和电容器的冲击电流。本发明的电路的另一个优点在于，使用谐振的零电压开关(ZVS)能够把开关损耗减到最小，并增加压电变压器的有效升压比。
为了理解本发明，参看图6-11的开关电路。首先参看图6。图中示出了一个包括第一开关S1，第二开关S2以及电感L1和电容C1的电路。电容C1表示压电变压器的有效输入电容。选择电感L1的值使得和电容C1在开关S1的驱动开关频率下谐振。图中示出了相对于电压参考点V1的电源电压V+。
这个电路是新颖的和独特的，因为其中增加了一个重要的开关S2。当开关S2闭合时(处于导通位置)图6的电路在电压参考点V1产生一种ZVS波形。如图7的定时波形的前半个所示。不过，当开关S2和S1的驱动频率同步地被选通时(如图7的定时图波形所示)，在V1的波形将由被开关S2的控制信号的占空比确定的整数个半周正弦波构成。此外，当开关S2被转换到截止位置时，基本上没有感性峰值，并且当开关S2被转换到导通位置时，基本上没有容性能量的峰值。
图8示出了可以在电压参考点V1产生等效的选通波形的另一种开关结构。图8表示本发明的用于压电变压器的单端谐振驱动电路的另一个实施例。参看图8，其中所示的电路包括电感L1，电容C1和开关S1、S2。在电路中还示出了输入电压V+和电压参考点V1。除去增加了第三开关S3之外，该电路类似于图6的电路。在图8中，开关S2和S3形成一个标准的图腾柱驱动器或半桥驱动器。开关S3和开关S2的驱动相位大约相差180度，并假定在操作之前是断开的。
图7所示的定时图波形也适用于图8的电路。图8的电路由于增加了第三开关S3而略微复杂，不过，这个特征对于某些应用是有用的。利用这种结构，由压电变压器的输入端C1看的驱动阻抗基本上保持恒定而和S2是否处于导通位置无关。
利用图9所示的不同的驱动电路可以构成更加复杂的电路。图9表示按照本发明的一种差动谐振驱动电路。由图9可见，所述电路具有4个开关，分别是S1,S2,S3和S4。还具有电感L1,L1’，输入电压V+，和电压参考点V1,V2。还示出了在V1和V2之间的电容器C1。电容器C1代表压电变压器的有效输入电容。
选择电感L1、L2的值使得在开关S1、S2的驱动开关频率下和电容C1发生谐振。当S2、S4闭合(处于导通位置)时，图9的电路在V1、V2产生典型的ZVS波形，如图10的定时图波形的前半个所示。在这种情况下，加于压电变压器的输入端C1上的差动驱动信号将非常接近正弦波。不过，当开关S2、S4和S1的驱动频率同步地被控制时，如图10的定时图所示，在电压参考点V1、V2处的波形将基本上由S2、S4的控制信号的占空比确定的整数个半周正弦波组成。重要的是，当S2或S4被置于截止位置时，基本上没有感性峰值电压。此外，当S2或S4被置于导通位置时，基本上没有峰值容性电流，并且，基本上没有部分的或者不完整的驱动周期。
图9和图10所示的电路的另一个重要优点可以利用一种新的4开关设计来实现。因为开关S1和S3在S2、S4处于截止位置的时间间隔期间能够以驱动频率被连续地转换，所以压电变压器可以作为一个发电机，在固态开关装置S1和S2的两端存在不经反向二极管阻尼的返回开关电路的驱动电压。
还可以理解，图9所示的开关结构可以通过增加另外两个开关进行修改，其中一个开关和S2形成半桥，而另一个和S4形成半桥，和单端驱动实施例的图8所示(如上所述)的类似。这在某些应用中是有利的，因为从压电变压器的输入端看的输入阻抗将基本上是恒定的，而和开关S2和S4是处于截止位置还是处于导通位置无关。
图11以方块图的形式表示本发明的压电变压器的脉冲频率调制驱动电路的一个实施例。图11中示出了一种基于压电变压器的功率变压器电路1100，其中包括和接地的负载电路1104相连的压电变压器1102。压电变压器1102还驱动相位触发的振荡器1108，振荡器1108和同步周期选通控制1110相连。在负载电路1104的输出电平被输出电平检测1112监视，输出电平检测1112的输出也被输入给同步周期选通控制1110相连。
图11的驱动电路以标号为1114的虚线部分表示。驱动电路1114含有第一开关S1，第二开关S2，第三开关S3，和第四开关S4。驱动电路1114还包括一对电感1216和1216’以及表示压电变压器1202的等效输入电容的电容器1118。电压参考点V1和V2也是驱动电路1214的一部分，并且用于测量相关的波形，并在开关S2和S4之间提供输入电压V+。
同步周期选通控制1110以大约为50％的占空比大约180度的相位差和由相位触发振荡器1108确定的频率转换S1和S3。电感1116和1116’的值被这样选择，使得在驱动频率下和电容器1118形成谐振，并满足为谐振的ZVS驱动建立的标准。
通过闭合的控制环实现谐振频率控制，所述的闭环包括开关S1和S3，压电变压器1118，相位触发的振荡器1108和同步周期选通控制1110。来自压电变压器1102的被缓冲的反馈信号实际上可以向非稳态计时器或SchmiH触发电路“拉入”或注入电流，从而把计时器的相位锁定在压电变压器1102的谐振频率上。振荡器的开环频率被设置在压电变压器1102的目标操作频率附近，使得在启动时只能激起压电变压器的目标谐振方式。
在一个实施例中，最好通过压电变压器上的独立的抽头提供反馈信号，所述独立的抽头被专门设计用于监视压电变压器的运动电流。作为用于一个合适的动态负载范围的另一个实施例，可以使用压电变压器的输出电压波形的一部分作为反馈信号。
利用这种方法实现的频率控制是单调的，换句话说，只在一个工作点稳定。这可以引起压电变压器的工作点的稳定环相位/频率控制。在这种频率控制环中，振荡器不作为用于改变频率以便实现输出调节的VCO。在优选实施例中，频率控制环的唯一功能将是保持工作频率使其处于压电变压器的目标谐振频率或略高于所述频率。
利用合适的反馈，电路将跟踪由于温度、安装应力、动态负载的改变和其它改变而引起的谐振频率的改变。
输出调节由脉冲频率调制开关S2和S4实现。开关S2和S4响应由输出电平检测1112产生的异步通断控制信号按照顺序利用驱动频率同步地被转换。在操作中，当负载1104输出电平降低到电平检测设置点以下时，输出电平检测1112的输出为“on”。同步周期选通控制1110通过按照顺序选通开关S2和S4响应“on”信号，并选通整数个半个正弦波驱动波形输入到压电变压器1102的输入端。当在负载1104的输出电平超过电平检测设置点时，输出电平检测1112将转换到“off”位置。此时，同步周期选通控制1110通过按照顺序禁止开关S2和S4响应“off”信号，并除去压电变压器1102的输入驱动。
在两个开关S2和S4都处于“off”位置的间隔期间，压电变压器1102将继续谐振一段由变压器的机械Q和变压器的输入输出负载确定的时间间隔。相位触发振荡器1108将继续跟踪压电变压器1102的谐振频率，开关S1和S3继续在驱动频率下操作，因而减少能量损失和变压器输入端的阻抗变化。
一种以长度延伸方式操作的Rosen型的压电变压器被用于本发明的优选实施例中。不过，应当注意，本发明的电路可以用于驱动具有各种不同的操作方式的多个不同类型的压电变压器。
根据特殊应用，可以使用几种已知的输出电路中的一种构成负载1104。在一种类型的负载中，压电变压器的输出可以用于直接地驱动一种交流装置。在压电变压器的输出和负载阻抗之间可以设置一个阻抗匹配网络。对于直流应用，可以使用二极管电压倍压器和滤波电容形式的整流器。可以通过电压或电流调节输出参数。本领域的技术人员可以选择现有技术中的许多输出电路用于本发明中。
图12和图13是相位触发振荡器的另一种实施例。首先参看图12，其中示出了图11的按照本发明的相位触发振荡器的方块1108的一个示意的实施例。参看图12，利用在标准的非稳态结构中连接的CMOS555计时器U1实现50％占空比的方波时钟。电阻R1和电容C1把时钟的标称频率基本上设置为压电变压器的目标谐振频率。图12中还示出了输入电压V+以及反馈信号(FB)。来自压电变压器的合适的反馈在高输入阻抗逻辑门或比较器U2的输入端被施加于作为电流限制器的电阻R3。比较器U2的输出通过电阻R2被施加在电阻R1和电容C1的节点。
当反馈环闭合时，来自压电变压器的反馈信号可以强制时钟频率以接近90度的相移跟踪反馈频率。反馈信号和时钟之间的相位关系可以通过增加比较器U2的输入端的电容被在有限的范围内调整。
图13表示按照本发明的相位触发振荡器图11所示的方块1108的另一个实施例。图13的电路中的许多元件和图12类似。因而可以参看图12的说明。参看图13，利用在标准的非稳态结构中连接的CMOS施密特触发反相器U1实现50％占空比的方波时钟。电阻R1和电容C1把时钟的标称频率基本上设置为压电变压器的目标谐振频率。来自压电变压器的合适的反馈在高输入阻抗逻辑门或比较器U2的输入端被施加于作为电流限制器的电阻R3。
比较器U2的输出通过电阻R2被施加在电阻R1和电容C1的节点。当反馈环闭合时，来自压电变压器的反馈信号可以强制时钟频率以接近90度的相移跟踪反馈频率。反馈信号和时钟之间的相位关系可以通过增加比较器U2的输入端的电容被在有限的范围内调整。
图14和15是图11的方块1110所示的同步周期选通控制的另一种实施例。图14是图11所示的同步选通周期控制1110的一个优选的实施例的原理图。在图14中，使用相位触发振荡器时钟作为用于分别确定4个驱动开关S1,S2,S3，和S4的开关顺序的主定时信号。开关S1和S3通过反相的缓冲器U3-C和非反相的缓冲器U3-D被时钟信号驱动。开关S2和S4通过来自触发器U1-A和U1-B的相应的反相输出的非反相的缓冲器U3-A和U3-B被驱动。U1是标准的7474D型触发器。U1-A的时钟输入由时钟信号驱动，U1-B的时钟输入被门U2反相。U1的数据输入和输出电平检测电路的异步“on/off”输出相连(图11的方块1112)。
图14所示的电路结构实现用于产生图7和图10的定时图所需的同步驱动控制序列。图14的电路驱动开关S1和S4，使得它们同步地选通整数个伪半个正弦波信号输入到压电变压器的输入端。这使得电路可以实现闭环的PFM输出电平调节。
图15是同步周期选通控制(图11的方块1110)的另一个优选实施例的示意图。图15的电路和图14类似，因而可以参考图14的说明。图15的一个主要差别是，U1-A的数据输入和U1-B的非反相输出相连。图15的电路结构也实现用于产生图7和图10的定时图所需的同步驱动控制序列。图15的电路驱动开关S1和S4，使得它们同步地选通整数个伪完整正弦波信号输入到压电变压器的输入端。这使得电路可以实现闭环的PFM输出电平调节。
例如在使用二极管倍压器实现直流输出的这些应用中最好使用整数个全正弦波PFM。二极管倍压器可以利用第一半周对串联的倍压电容器充电，利用第二半周把电荷转移到输出电容器。本领域的技术人员应当理解，也可以构成其它的和图14、15的电路在逻辑上等效的电路。例如，通过使用NAND门或NOR门的逻辑等效结构，可以实现类似的结果。
图16是本发明用于直流高压功率变换器的一个实施例的示意图。该电路的许多元件已经参照图6-15讨论过，因而可以参考上面的讨论。
参看图16，压电变压器1602驱动由高压二极管D1和D2以及高压滤波电容器C1构成的二极管倍压器。输出负载RL被并联在滤波电容C1上。由电阻R1和R2构成的电阻分压器和比较器U1的反相输入端相连，比较器U1例如可以是由Texas仪器公司制造的LMC-339型的。
用于设置调节电平的电压基准和U1的同相输入端相连。来自U1的“on/off”输出信号被输入到同步周期选通控制电路1610。用于这种应用的控制器电路的优选实施例是图15所示的全正弦波控制器。来自压电变压器1602的电压反馈信号和相位触发振荡器电路1608相连。这一应用的振荡器电路的优选实施例示于图12。
开关S1和S3是N沟道MOSFET晶体管，例如由InternationalRectifier制造的IRF7103。开关S2和S4是P沟道MOSFET晶体管，例如由Fairchild制造的NDS9933。功率电抗器L1和L2例如可以是由Coilcraft制造的型号为DO-5022的电抗器。当然，其它的制造者也可以供应这些元件，因为它们在工业上是标准的。
功率电抗器L1和L2的值被这样选择，使得在压电变压器的目标谐振频率下和压电变压器的有效输入电容产生谐振。压电变压器1602基本上在所有的操作条件下都工作在其目标谐振频率或略高于目标谐振频率。此外，开关S1和S3的谐振ZVS转换将使开关损耗维持最小。直流高压输出电平将利用整数个伪全周期正弦波驱动波形通过压电变压器的输入的闭环脉冲频率调制被调节。
在本发明中，在恒定的电源电压下吸取的平均电源电流基本上正比于平均直流负载电流。平均直流负载电流正比于驱动信号的占空因数。因而在低的平均直流负载电流下，具有低的汲取的平均电源电流，因为压电变压器只在一部分时间内被驱动。
图17表示本发明的另一种特定的应用。参见图17，其中示出了按照本发明的CCFL(荧光灯)逆变器的一个实施例的示意图。在本实施例中，压电变压器1702驱动CCFL灯。图17中的许多元件在上面图6-16的说明中讨论过，因而可以参考这些说明。在所示的电路中，灯电流以标准的方式被二极管D1和D2、电阻R1以及电容C1构成的电路整流。
和灯电流成正比的电压被施加于比较器U1的反相输入端。一个用于设置调节电平的电压基准和比较器U1的同相输入端相连。来自比较器U1的“on/off”信号被输入到同步周期选通控制1710。
同步周期选通控制1710的一个优选实施例是图14所示的实施例。来自压电变压器1702的电压反馈信号和相位触发振荡器1708相连。对于这种应用的相位触发振荡器电路1708的优选实施例如图12所示。
在图17中，开关S1和S3是N沟道MOSFET晶体管，例如由International Rectifier制造的IRF7103。开关S2和S4是P沟道MOSFET晶体管，例如由Fairchild制造的NDS9933。功率电抗器L1和L2例如可以是由Coilcraft制造的型号为DO-5022的电抗器。功率电抗器L1和L2的值被这样选择，使得在压电变压器的目标谐振频率下和压电变压器1702的有效输入电容产生谐振。
压电变压器1702在所有的操作条件下都工作在其目标谐振频率或略高于目标谐振频率。开关S1和S3的谐振ZVS转换将使开关损耗维持最小。利用整数个伪半周期正弦波驱动波形伪电变压器的输入的闭环脉冲频率调制来调节灯电流，可以建立所需的CCFL灯的亮度。
此外，在本发明中，在恒定的电源电压下汲取的平均电源电流基本上正比于平均灯电流，平均灯电流又正比于驱动占空因数。因而，在低的亮度的设置下，则汲取低的平均电源电流，因为压电变压器在一部分时间内被驱动。
虽然已经说明了本发明的各种实施例，但是应当理解，本领域技术人员不脱离本发明的范围和构思可以作出各种改变和改型，并且可以重新构造和组合前述的实施例。
权利要求
1．一种用于压电变压器的脉冲频率调制驱动电路，包括压电变压器，其具有一个谐振频率，并包括和地相连的第一输入端与第二输入端，以及在第一输入端和第二输入端之间的有效电容，以及和负载相连的输出部分；具有第一端和第二端的第一电抗器，第一电抗器在压电变压器的谐振频率下和压电变压器的有效电容产生谐振，第一电抗器的第一端和压电变压器的第一输入端相连；被连接在地和压电变压器的第一输入端之间的第一开关；被连接在第一电抗器的第二端和直流电源之间的第二开关；以及基本上以压电变压器的谐振频率工作的振荡器，其和第一开关、第二开关相连，并以这样的方式驱动第一开关和第二开关第一开关在压电变压器的谐振频率下基本上以50％的占空因数操作，借以使得当第二开关保持闭合时，在压电变压器的第一输入端产生基本上零电压转换谐振波形；并借以使第二开关和第一开关同步地操作，借以通过以给定的占空因数使第二开关闭合来选通加于压电变压器的输入端两端的整数个基本上半正弦波谐振波形。
2．如权利要求1所述的电路，其中加于压电变压器的输入端的基本上半正弦波谐振波形的整数可以被2整除。
3．如权利要求1所述的电路，还包括基本上以和第二开关180度的相位差被驱动的第三开关，所述第三开关被连接在电抗器的第二端和地之间。
4．如权利要求1所述的电路，其中振荡器是具有反馈输入的相位触发振荡器。
5．如权利要求1所述的电路，其中给定的占空因数由单个异步的方波on/off信号确定。
6．如权利要求1所述的电路，还包括在负载的连接处的包括在压电变压器上的反馈抽头的输出电平检测装置。
7．如权利要求1所述的电路，其中压电变压器的输出部分还包括用于和负载相连的第二输出部分。
8．如权利要求1所述的电路，其中第二输入部分和地相连。
9．如权利要求1所述的电路，还包括具有第一端和第二端的第二电抗器，所述第二电抗器在压电变压器的谐振频率下和压电变压器的有效电容谐振，第二电抗器的第一端和压电装置的第二输入端相连；被连接在压电装置和地之间的第三开关；被连接在第二电抗器的第二端和直流电源之间的第四开关；以及振荡器，其基本上以压电装置的谐振频率操作，并和第一到第四开关相连并驱动这些开关，从而定义一个差动脉冲频率调制驱动电路，使得第一开关和第三开关基本上彼此以180度的相位差以50％的占空因数在压电装置的谐振频率下操作，借以使得当第二开关和第四开关保持闭合时，在压电装置的第一输入端和第二输入端产生基本上零电压交换谐振波形；并且借以使得第二开关和第四开关基本上和第一开关、第三开关同步地操作，使得通过使第二开关和第四开关以给定的占空因数闭合在压电装置的输入端选通整数个基本上半正弦谐振波形。
10．如权利要求9所述的电路，还包括第5开关，以及第6开关。第5开关基本上以和第2开关180度的相位差被驱动，其被连接在第一电抗器的第一端和地之间；第6开关基本上以和第4开关180度的相位差被驱动，其被连接在第二电抗器的第二端和地之间。
全文摘要
本发明披露了一种用于压电变压器(1102)的脉冲频率调制驱动电路(114)。所述电路包括具有一个谐振频率和输入、输出部分分压电变压器(1102)。还包括一个频率反馈网络,其和压电变压器(1102)相连。还具有和压电变压器(1102)相连的输出电平检测(1112)。驱动电路(1114)具有第一开关(S
文档编号H01L41/107GK1304554SQ99806989
公开日2001年7月18日 申请日期1999年3月4日 优先权日1998年4月3日
发明者G·沃恩 申请人:Cts公司