电荷转移设备及其所用的方法

专利名称：电荷转移设备及其所用的方法
背景技术：
随着变速电机驱动及后备电源的迅速扩大，它们通常要求AC-DC然后DC-AC反向变换以获得期望的AC电机电压和频率，进而产生AC电源的波形的失真。当电源，例如海船上一发电机的电网的波形损坏，取决于正确操作的的“清洁”电源的设备可发生故障。
因此存在对减少AC电源的波形失真的功率变换设备及用于其的方法的需要。
该RCTA通过与输入相的电流的比例成正比地从一多相电源的所有相引出电荷来解决该问题。这实现了无諧波功率，以单位功率因数引出功率，且不会将无功功率引入AC电源。
而且，因为该RCTA可以是双向的，它可将无諧波电流以基频注入多相AC电源以及将一正弦电流波形与一期望的频率和相位合成。
总地来说，该RCTA工作两个周期。首先，从一电源的各相引出期望的电荷以对一能量存储装置充电。其次，该能量存储装置上的电荷通过该RCTA的输出端被放电。通过每秒多周期工作，该RCTA可从电源抽取电荷并通过该RCTA的输出端注入该电荷以构建一期望的输出波形。
这些电荷的转移可能或不可能提供净能量转移给/自输入终端。通过重复的充电交换，一纯净且受控的功率流可自一输入终端到一输出终端出现；或重复的充电交换可提供受控的AC电源的无功功率。
施加给该RCTA的功率可以是多相AC或DC。产生的输出波形可以是具有期望的电压和频率的多相AC或者是具有期望的电压电平和极性的DC。变换可以是从AC到AC或DC，以及DC到AC或DC。
对于功率流控制，在大多数应用中是通过在电源和电荷存储装置之间进行充电交换，接着在该电荷存储装置和输出之间进行一充电交换而进行充电交换。然而，在输入终端和输出终端之间的一直接的功率流可被实现。
通过控制该充电交换过程，可从一终端引出电流或将电流注入一终端；且如果采用低通滤波器进行平均，实现了实际地没有波纹的电流流动。
本发明的一优点在于它可利用在一自身和自然整流模式下工作的高功率闸流晶体管。这样，它不要求断开开关，例如使用绝缘栅双极晶体管或门电路断开器件的脉宽调制器(PWM)反向变换器(inverter)。因此，不要求控制开关断开的电路。
本发明可使用常规的已被使用了约30年的闸流晶体管。不像许多常规的功率电子电路，在本发明中采用的功率电元件是可获得的，不需要被开发。而且，这些器件具有任何功率电子开关的最高的电压额定值、最高的电流额定值和最低正向电压降之一。这些器件还具有低损耗、不昂贵，且可获得具有高电压和高电流额定值两者。这样，该RCTA可随着用于高功率和高电压应用的当前技术而被增大比例。
有许多应用用于RCTA和DSCI方法。例如，该RCTA可在一AC-AC变换器中被采用，进行功率转移而没有通常的中间DC链路。它还可被用作为一AC-DC整流器、DC-AC反向变换器、DC-DC变换器、多端口变换器、諧波补偿器、VAR补偿器、及电子变压器。
RCTA的一个特征是多相AC功率到多相AC或DC的无諧波变换。这是通过从两输入相差分地对电荷存储装置进行充电，接着由一第三相替换该两相之一，而与这些输入相的电流比例成正比地从所有相抽取电荷而实现地(称为“差分及序列谐振充电交换(DSCI)”)。
在受控制的间隔执行充电，在AC周期的任何部分将多相AC电源加载到期望的功率电平。加载该多相AC电源均匀地保持一平衡且恒定的功率。通过受控的充电，可从处与输入电压同相的输入引出电流，这样输入功率具有一单位功率因数。这消除了对相位角校正或在RCTA的输入端的VAR电容器的需求。该技术不限于三相AC功率系统，而可扩展到任何多相系统。
通过受控的放电，该AC-AC变换器可合成输出频率和相位。
而且，该AC-AC变换器可将能量从AC电源转移到一具有由另一AC电源，例如一发电机确定的频率和相位的AC终端。该被注入的电荷可与另一AC电源的电压同相以转移有效AC功率。或者，该被注入的电荷可包含与另一AC电源的电压异相的一小部分电荷，以使该功率转移包含无功功率。该操作模式允许从一AC电源到具有不同相位、电压和频率的另一AC电源的受控的功率转移。
AC-AC变换器的一应用是在不同电压的系统之间的功率转移的受控操作。这允许受控功率流至可能经受电压、相位、和频率不稳定性的一系统。例如，该AC-AC变换器可在电业网(electric utilitygrid)上被用作为一网关控制器以控制期望的功率流。该网关控制器可控制通过一AC传输线的功率流并在该传输线的热限内限制该功率流。该网关控制器还可被使用以将功率从一区域性的AC功率系统转移到一相邻的AC功率系统。这可替换在东方(Eastern)、西方(Western)、得克萨斯、墨西哥及加拿大区域电网之间采用DC链路。
在另一应用中，该网关控制器克控制功率流以衰减一区域AC电网的子諧波不稳定性。
AC-AC变换器的另一应用是将AC电源的频率变换成以不同的输出频率。该特征具有许多应用。一个是用于变速电机驱动。该AC-AC变换器可在一特定范围上，在一连续基础上动态地控制到该电机的电压、频率、相位、有效功率和无功功率。由于该AC-AC变换器可被控制用于双向功率流，该电机也可被控制用于全四象限运算的动态制动。
在另一应用中，一单相变压器被插入充电或放电周期，该RCTA可以是具有输出电压调节、频率变化及相位控制能力的一电子变压器。该输入和输出可以是DC或AC。
该单相变压器提供在一大的范围上的比先前描述的AC-AC功率变换器更大的输入—输出电压比变化。该单相变压器可被使用以升高或降低输入电压。而且，该单相变压器可被使用以获得在输入和输出之间的全电隔离。因为该单相变压器被放置在电子变换器的高频段，磁心尺寸可被减小。
而且，一典型的变压器与负载因数无关地在所有时间被激励，显著地降低了在低和平均负载的效率。在本发明中，因为变压器的铁心仅在通过功率被要求时才被激励，所以效率是相对恒定的。
该变压器可以是输入开关和电荷存储装置之间插入的充电电路的部分，和电荷存储装置和输出开关之间插入的放电电路的部分。
单相变压器的插入允许RCTA被用作为一调节的电子变压器。当用于一设施的一AC电源需要降低电压时，该电子变压器不仅执行电压变换、输出电压调节、和VAR中和，而且还起到电子电路断路器的作用，消除了机械开关设备的需要。
电子变压器的另一应用是作为一AC电源和AC电网之间的一接口。该功率可从发电机电压升高到传输电压。因为该发电机不是必须在AC电网电源频率上工作，获得了大得多得灵活性。例如，电源可以是涡轮机、风力发电机、或水利发电厂。众所周知，如果发电机不被强制在一恒定的频率上工作，对于风力和水电发电厂两者而言，可获得更高部分的功率。
电子变压器的再另一应用是用于DC工业处理的AC-DC降低构造，和一AC发电机的输出到用于直接DC传输的DC的AC-DC升高。
使用DSCI技术用于AC-DC功率整流，功率通过量(throughout)可被全部调节以实现具有最小DC输出电压波纹的一高度调节的输出。电荷存储装置中的能量被谐振地放电进入DC输出终端。
在一较佳实施例中，一三相AC电源被提供给该RCTA的输入终端且是正的、负的和双极性的一DC输出被输出。不像标准的电桥整流技术，对于一接地系统不需要变压器隔离。而且，可用全分离的功率通过量控制，并行地操作几个整流模块。
AC-DC整流器的一个特征是输出极性可用一接近瞬时极性反转在一大的DC电压范围上被操作。不像标准的整流过程，其中输出电压被限制在取决于AC输入电压的一最大值，对于本发明，输出可被显著地升高，仅通过有源和无源元件的选择而被限制。该升高能力意指对于许多应用，标准电压可被使用，消除了变压器，且一恒定的输出可被保持，即使具有AC电源的一显著的下降(droop)。该下降可以相当于一周期的量级或在一延长的时间周期上。
几种电压调节的模式是可能的，例如，但不限于以下的几种a.脉冲密度调制，通过增大或减小每个选择的时间间隔的充电和放电周期数。
b.电荷存储装置的剩余电压调节，通常被控制作为电荷存储装置的放电周期的部分。
c.在充电周期期间的电荷存储装置的充电能量的控制。
d.在放电周期期间的电荷存储装置的放电能量的控制所有调节选择的一个重要特征是大多数调节不要求断开开关并落在“软切换(soft switching)”操作的类别下。
通过反转AC-DC操作，该RCTA还可在一DC-AC反向变换器中被采用。该DC-AC反向变换器保留了以上AC-DC变换器具有的所有益处。
该DC-AC反向变换器可将一AC电源与一受控的电压幅值、恒定和可变的频率、及选择的相位角相合成。或者，可将能量从DC电源转移至一具有由一AC电源确定的其频率和相位的AC终端。该DC-AC反向变换器可同时地不仅传输有效功率，注入的电流与电压同相，而且还同时地生成无功功率，电流或者超前或者滞后AC电压波形。
利用AC-DC整流和DC-AC反向变换的双模式的一应用是在一电池中的能量存储。在一电网上的AC功率可用性期间，能量可从AC输入被抽取，且当要求功率时，存储的能量可被返回给该AC电网。
另一应用是用于变速电机。该DC-AC操作可提供电机的有效和无功功率需求两者。该AC-DC操作在反向变换器传输有效功率给DC电源的受控动态断开期间将是可应用的。
该RCTA可被使用以将多于两个的功率终端连接至该电荷存储装置以形成一多端口反向变换器。所有这些端口可被构成以具有双向功率流且这些端口可以是AC或DC的组合，允许电荷或能量从这些端口中的任一转移到任一其它的端口。集合成这样一多端口反向变换器可以是一变压器。这将允许处于不同电压电平的功率终端的连接。该多端口反向变换器具有大量的实际应用。两输入AC功率总线可被使用以提供一冗余电源。或者一类似的三端口构造可与一电荷存储装置组合以实现一可连续的供电。
该RCTA可被采用作为一静态伏安无功(VAR)控制器、諧波补偿器、电压调节器或闪烁控制器。
本发明的其它特征和优点将在以下的描述和附图中被部分地给出，且通过审查以下结合附图所作的详细描述，对于本领域的熟练技术人员而言是显见的，或者可通过实践本发明而领会。通过后附权利要求中特别指出的手段和组合，本发明的优点可被实现和得到。
图8是具有两工作循环的、图7中所示的该动态VAR补偿器的一典型的充电交换波形的示意图；图9是将频率控制和电压变换相组合的一电子变压器的概略电路图；

图10是具有同时输入和输出操作的电子变压器的概略电路图；图11是使用三个电容器的功率变换器的概略电路图；图12是用于一典型的充电过程的、图11中所示的使用三个电容器的功率变换器的电容器电压和充电电流的图形；图13是图11中所示的功率变换器的电压和电流输入的几个周期的图形；图14是图11中所示的功率变换器的几个AC周期上的输出电压的图形；图15示出了用于一典型的充电过程，电容器中具有剩余电压的、图11中所示的具有三个电容器的功率变换器的电容器电压和充电电流；图16是具有三个电容器的一功率变换器的再另一实施例的概略电路图；图17是作为图11和16所示的带有三个电容器的功率变换器的剩余电压相位角的一函数的有效功率流的一组参数工作特性曲线的示意图；图18是作为图11和16所示的带有三个电容器的功率变换器的剩余电压相位角的一函数的无功功率流的一组参数工作特性曲线的示意图；图19是给定无功功率作为图11和16所示的带有三个电容器的功率变换器的有效功率流角的一函数的输入功率流控制的一组参数工作特性曲线的示意图；图20是给定无功功率作为图11和16所示的带有三个电容器的功率变换器的有效功率流角的一函数的输出功率流控制的一组参数工作特性曲线的示意图；图21是具有附加的换向电感器以减少换向开关的改变的电流率的一功率变换器输出部分的基本架构体系的概略电路图。
优选实施例的描述I.AC-AC功率变换器a.电路图1示出了被采用作为具有变频器和双向功率流动能力的一AC-AC功率变换器5的RCTA的一实施例的概略电路图。该AC-AC功率变换器例示了该RCTA和RSDI方法的基本结构和操作且将被首先描述。RCTA和DSCI方法的实施例有几个，但各自的基本结构和操作是相同和类似的。
该AC-AC变换器可被直接连接至AC电网而不使用变压器。这消除了变压器的损耗和一变压器的成本、体积和重量的要求。显然，如果一特定设备被设计并构成以要求一不同的输入电压，变压器可被使用。
AC-AC变换器5包括用于接收三相AC电源的一三相输入终端11、一三相低通滤波器10、一输入开关部分20、一输入电感部分22、一电荷存储装置25、一输出电感部分26、一输出开关部分30、一三相低通输出滤波器40、和用于提供一输出电压的一三相输出终端12。
输入滤波器10将电流波纹减小到一可忽略不计的值。而且，高频滤波减小了滤波器电容器和电感器值。输入滤波器10包括成一“L-C”或“三角”结构的电感器Lfi1、Lfi2和Lfi3及电容器Cfi3/1、Cfi2/1和Cfi2/3。一“Y”结构也可被使用。具有2000Hz左右的开关频率，一约600Hz的截止频率被选择用于低通输入滤波器。
输入开关部分20控制电荷存储装置25从三相电源的这些相位的充电。输入开关部分20包括六个输入开关(Si1p，Si1n，Si2p，Si2n，Si13p，Si3n)，两个相反极性的用于各输入相的开关。这些输入开关可以是常规的闸流晶体管。
输入电感部分22是与电荷存储装置25形成一谐振充电电路的一部分。输入电感部分22包括两耦合的电感器La1和La2。La1被串连地耦合在三个正输入开关(Si1p、Si2p、Sil3p)和电荷存储装置25之间；且La2被串连地耦合在三个负输入开关(Si1n、Si2n、Sil3n)和电荷存储装置25之间。可仅使用一充电电感器，但为了对称，示出了两个。
电荷存储装置25存储来自输入相位的电荷并将存储的电荷放电给输出终端12。在该实施例中，电荷存储装置25包括一与电感器La1和La2串连耦合的电容器Co。
输出电感部分26是与电荷存储装置25形成一谐振放电电路的一部分。输出电感部分26包括两耦合的电感器Lb1和Lb2。可仅使用一放电电感器，但为了对称，示出了两个。
输出开关部分30控制电容器Co的放电。输出开关部分30包括六个输出开关(So1p，So1n，So2p，So2n，So3p，So3n)，两个相反极性的用于各输出相的开关。这些输入开关可以是常规的闸流晶体管。
Lb1被串连地耦合在三个正输出开关(So1p、So2p、Sol3p)和电荷存储装置25之间；且Lb2被串连地耦合在三个负输出开关(So1n、So2n、So3n)和电荷存储装置25之间。
输出滤波器40平滑任何波纹，获得了一接近没有諧波的三相AC输出。输出滤波器40包括成一“C-L-C”或“π”结构耦合的电感器Lfo1、Lfo2和Lfo3及电容器Cfa3/1、Cfa2/1、Cfa2/3、Cfb3/1、Cfb2/1和Cfb2/3。如果一“π”输入滤波器结构被选择，该电路将具有较佳的对称性。b.DSCI操作为证明DSCI操作的原理和自换向特征，下面描述用于单位输入和输出功率因数操作的数学理论。
输入和输出相位电压可被定义如下
Vi1＝Vosin(ωit)(1a)Vi2＝Vosin(ωit-2π/3) (1b)Vi3＝Vosin(ωit+2π/3) (1c)Vo1＝Vousin(ωout) (2a)Vo2＝Vousin(ωout-2π/3) (2b)Vo3＝Vousin(ωout+2π/3) (2c)其中Vo是峰值输入相位电压；ωi是AC电源的频率；Vi1、Vi2和Vi3分别是输入相位1、2和3的输入相位电压；Vou是峰值相位输出电压；ωou是输出电压的频率；Vo1、Vo2和Vo3分别是输出相位1、2和3的输出相位电压。
瞬时输入相位电压被排序为|Vii|≥|Vij|≥|Vik|，且三个输入相间电压中的两个被定义为Va＝|Vii-Vij|和Vb＝|Vii-Vik|，其中i、j、k可以是相位1、2或3。
为对电容器Co充电并获得闸流晶体管的自转向，在t’＝t’0，对应于最高和最低的绝对值相位电压，也就是说，输入相位“i”和“k”的这些闸流晶体管被触发。这样，差分电压Vb被施加给与电感器La1和La2串连的电容器Co。Vb被施加直至与中间绝对值相位电压，也就是输入相位“j”相关联的闸流晶体管在t’＝t’1被触发。
对于t’0＜t’＜t’1(为了数学上的方便，假定t’0为零)的充电电流和电容器电压是
Ic(t′)＝Iosin(ωot′)(3a)Vc(t′)＝Vb(1-cos(ωot′))(3b)其中ωo=1/LCo----(4a)]]>Z=L/Co----(4b)]]>Io＝Vb/Z(4c)L＝La1+La2.(4d)在t’＝t’1，相位“j”的闸流晶体管被触发以连接跨越电容器25的差分电压Va。而且，将Vij施加与相位“k”相关联的闸流晶体管的相对端，致使“k”相位闸流晶体管的自转向关断(self-commuate off)。
在t’＝t’2，当电容器Co被全部充电到差分电压Vc(t’2)时，充电电流变为零且该充电过程完成。在t’1＞t’＞t’2之间的电压和电流由公式(5)和(6)给出。
Ic(t′)＝Imsin(ωo(t′-t′1)+φ)(5)Vc(t)＝Vc(t′1)+ImZ[cos(φ)-cos(ωo(t-t1)+φ)] (6)其中Im＝[(I12Z2+(Vc-V1)2]1/2/Z (7)
φ＝sin-1[I1Z/(I12Z2+(Vc-V1)2)1/2] (8)t′2＝t′1+(π-φ)/ω V1＝Vc(t1) I1＝Ic(t1)(9)Vc(t2)＝Vc(t1)+ImZ(cos(φ)+1). (10)自相位“k”和“j”引出的电荷由下式给出Q1=C[Vb2sin2(ωot′1)+(Vo-Vc(t′1))2]1/2----(11a)]]>Qk＝CVc(t′1).(11b)为从输入引出无諧波功率，从各输入相位引出的电荷的比例必须等于输入相位电流的绝对值的比例。因为Qi＝-(Qj+Qk)，t’1被选择以使从相位“j”和“k”引出的电荷的比例与输入相位“j”和“k”电流的绝对值的比例相同。由此得出正确的电流也从输入相位“i”引出。
对于单位输入功率因数，电流比例等于输入相位电压比例，由此得出R(ωjt)=Vi(ωit)/Vi(ωit)=V1(t′1)(cos(φ+1)Vb2sin2(ωot′1)+(Vc(ωot)-Vi(t′1))2----(12)]]>求解公式(12)，对于每个输入相位(ωit)的t’1的时间，有一唯一值。t’1的值可被计算并存储在一表中且通过一根据输入相位角在适当的时间触发闸流晶体管的控制器被读出。
对于单位输出功率因数，放电操作与上述的充电操作相反。也就是说，对应于两最高绝对值输出电压的输出闸流晶体管被首先触发，且然后对应于两最低绝对值输出电压的闸流晶体管被触发以使注入输出相位的电荷的比例等于输出相位电流的比例c.DCSI操作的例子1、单位功率因数操作以使用图1中所示的AC-AC功率变换器的一具体例子描述上述充电周期操作。在该例中，功率被以单位功率因数引出，这样输入相位电压比例等于输入相位电流比例。为易于理解，将使用输入相位电压而非输入相位电流来描述该切换。
选择80电角度的一输入相位角。对于480伏(V)、60赫兹(Hz)、三相AC输入，相位电压为Vi1＝386V，Vi2＝-252V、及Vi3＝-134V。(见公式1a-1c)在t’＝t’0，通过触发Si1p(对应于最高绝对值相位电压的闸流晶体管)和Si3n(对应于最低绝对值相位电压的闸流晶体管)而开始充电过程。这样，Vb＝520V的相间电压被施加跨接电感器La1和La2的输入端。电容器Co上的初始电压是0V(见公式3b)，且通过该电容器的充电电流Ici开始作为一正弦波形，如图2所示(见公式3a)。输入相位1电流I1i与充电电流Ici相同，且对于充电周期的第一部分，输入相位3电流I3i与I1i相反。
在t’＝t’1，触发Si2n(对应于中间绝对值相位电压的闸流晶体管)。-252V的输入相位2电压反馈偏压(back bias)Si3n至自转向关断。这结束了来自输入相位3的充电过程。
对于该充电周期的第二部分，该差分输入电压是Va＝638V。因为通过这些电感器的充电电流Ici和跨越电容器Vc的电压不能瞬时改变，当闸流晶体管Si2n被触发时，Ici和Vc不改变。该电荷转移继续并当电容器Co达到最大电压且通过该电容器的充电电流变为零时结束。传导闸流晶体管Si1p和Si2n在此时自转向关断。
使用公式(12)，且Co＝200μF和La1+La2＝50μH，闸流晶体管Si2n在t’1＝136μs触发且在t’2＝334μs关断。如图2所示，从正输入相位引出的电流是两负输入相位3和2的和且极性相反。选择触发时间t’1以使从相位2和3引出的电荷的比例直接与相位2和3的输入相位电压成正比。这也得到了从输入引出的能量正比于平方的输入电压的结果。
现将描述放电操作。在该例中，输出功率是以单位功率因数，这样输出相位电压比例等于输出相位电流比例。为易于理解，将使用输出相位电压而非输出相位电流来描述该变换。
输出频率和电压幅值被定义为fou和Vou，可确定输出电压需求。例如，具有170电角度的输出相位角，三个输出相位电压需求是Vo1＝68V，Vo2＝300V，Vo3＝-368V(见公式2a-2c)。
该放电周期在如图2所示的充电周期之后开始。两最高的绝对值相位电压被首先放电。参见图1，So2p和So3n在t’3＝335μs被触发。这样，全电压的电容器Co被连接跨越输出相位2和3。
放电电流Ico开始为一正弦波且当闸流晶体管So1p被触发以连接电容器Co的正端到最低绝对值相位电压，也就是说相位1时，在t’4被改变。因为输出相位1上的电压低于输出相位2上的电压，闸流晶体管So2p自转向关断且放电在输出相位1和3上继续。为了注入相位2和1的电荷的比例直接正比于输出相位2和1的输出相位电压，在该例中t’4＝579μs。
当Co上的电压在t5衰减至零时，一单向传动开关Swo29被启通以防止Co的反转再充电。在输出电感器Lb1和Lb2中存储的剩余能量被施加跨越输出相位3和1。而且，当通过输出电感器的电流变为零时，闸流晶体管So1p、So3n和Swo自转向且下一充电周期开始。2、无功功率注入及输出电压升高在以上例子中，选择输出闸流晶体管So1p触发以获得一平衡的、没有諧波的、及具有要求的能量分布的单位输出功率因数。这是特殊情况且不是典型的，因为大多数负载引出无功功率且功率变换器必须提供它。此外，输出电压要求可以大于要求电容器Co待被充电至一较高的电压的输入电压要求。
在下一例子中参照图3描述提供无功功率和升高电压的操作。因为对于无功功率输出的情况，输出相位电压比例不等于输出相位电流比例，将使用线路电流来描述该切换。
充电过程类似于先前的例子，因为仅有效功率分量被引出。然而，初始剩余电容器电压提供电压升高。因为剩余电容器电压为-100V而非零，闸流晶体管Si2n的触发被略微从t’1＝136μs移至t’1＝134μs
具有由公式(2a)至(2c)管理的输出电压，且输出电流超前输出电压30电角度(π/6)，输出相位电流要求如下Io1＝Iomsin(ωout+π/6)＝-68.34A(13a)Io2＝Iomsin(ωout-2π/3+π/6)＝196.96A (13b)Io2＝Iomsin(ωout+2π/3+π/6)＝1-128.56A(13c)相位电流被排序为|Io2|＞|Io3|＞|Io1|。因为输出相位2具有最高绝对值电流要求且是正的，闸流晶体管So2p保持整体放电，而So1n和So3n共享放电周期。
这是与先前的例子不同的放电切换序列，因为无功功率要求。在先前的例子中，闸流晶体管So3p保持整体放电，而So1n和So2n共享放电周期。
另一差别是电容器Co以-100V的电压开始。该自先前的放电剩余的受控的剩余电压将升高输入能量，因此提高了功率通过量。
再另一差别是Co上的最大电压被从1194V提高到1294V，该差别由剩余电容器电压的负开始值定义。这导致通过量能量被提高约18％。以一恒定的变换器频率操作，功率通过量被提高相同的因数。
除了提供无功功率之外，输出电压要求被提高10％到528Vrms的一相间输出。这样，功率可被从一较低电压电网转移到较高电压电网，在该情况下从480V到528V。
闸流晶体管So2p在t’3＝360μs触发。因为闸流晶体管闸流晶体管So3n具有更大的负电压值，它在t’3也被触发。在t’4＝578μs，So1n被触发。该时间被选择，因为它是从输出相位1和3引出的电荷的比例等于在相位1和3上的输出电流的比例的时间。因为输出相位1上的电压(68V)大于输出相位3上的电压(-368V)，闸流晶体管So3n自转向关断。
在t’5＝704μs，电容器Co被再充电至-100V。因为这是用于下一充电的选择的剩余电压，一单向传动开关Swo29被触发以夹紧电容器电压并防止该电容器的进一步再充电。对于负剩余电压操作，Co和Swo之间的一附加的二极管必须被加上以防止Co通过Swo被再充电。
而且，当开关Swo被触发时，放电电感器Lb1和Lb2中的剩余能量转移至输出。单向传动电流在t’6＝760μs变为零且闸流晶体管Swo、So1n和So2n自转向关断。这结束了放电周期且允许下一充电周期以与先前周期相同的初始条件开始，即具有-100V的剩余电压。
剩余电压的控制具有许多含义。剩余电压可通过较早地或较晚地触发单向传动开关Swo已被减小或增大。这意指每周期的能量通过量可被减小或增大。
其次，具有剩余电压的控制，能量可从一较低电压电源转移至一较高的电压终端。这种升压模式操作可在原理上允许电压升高到任何电平。实践中，该变换比例可受到闸流晶体管和电容器电压额定值的限制。然而，设计用于一具体电压的一功率变换器可以一下降输入电源被操作并供应额定的输出功率，而不给电元件施加压力。该功率变换器还可以一正剩余电压工作。这将减小每周期的能量通过量并以足够限制较低通过功率需求期间的谐波水平的频率操作该功率变换器。
第三，有效和无功输出功率要求是可全部控制的。对于相同的输出电压相位角，注入的输出电流可以完全地与输出电压同相，完全地领先或滞后输出电压90电角度，或两者之间的任何角度。然而，相位角增大使得剩余电压最小。最后，当相位角差变得完全的90度时，剩余电压将与初始电压相同但极性相反，因为无净能量正被转移。
具有一第二单向传动开关21Swor，功率变换器可作为一双向功率变换器工作。当功率从左流至右时，电容器Co被正向地充电。相反，当功率从右流至左时，电容器Co被负向地充电。
开关Swi可在充电操作中被使用，断开用于功率从左流至右的输入开关，而Swir被使用，断开功率从右流至左的开关。d.广义的操作从以上的例子中，可导出充电交换和切换的一广义上的方法，提供这些开关的自转向。该用于一给定输入相位角的充电周期的广义方法如下1)触发(i)对应于具有最高绝对值的输入相位电流和(ii)与具有该最高绝对值的输入相位电流相同极性的输入闸流晶体管。
2)在两剩余输入相位中，触发(i)在极性上与在步骤1中触发的输入闸流晶体管相反的且(ii)(a)如果该相反极性是正的，对应于具有较小正电压值的输出相位，或(b)如果该相反极性是负的，对应于具有较小的负电压值的输出相位的输入闸流晶体管。
3)在一时间触发(i)在极性上与在步骤1中触发的输入闸流晶体管相反(ii)以使从该剩余两输入相位引出的电荷的比例等于该两剩余输入相位的输入电流的比例的两剩余输入相位的另一输入闸流晶体管。
用于一给定的输出相位角的放电周期的广义上的方法如下1))触发(i)对应于具有最高绝对值的输出相位电流和(ii)与具有该最高绝对值的输出相位电流相同极性的输出闸流晶体管。
2)在两剩余输出相位中，触发(i)在极性上与在步骤1中触发的输出闸流晶体管相反且(ii)(a)如果该相反极性是正的，对应于具有较大正电压值的输出相位，或(b)如果该相反极性是负的，对应于具有较大的负电压值的输出相位的输出闸流晶体管。
3)触发(i)在极性上与在步骤1中触发的输出闸流晶体管相反(ii)以在一时间使得注入该剩余两输出相位的电荷的比例等于该两剩余输出相位的输出电流的比例的两剩余输出相位的另一输出闸流晶体管。
4)当电容器电压达到一预定的剩余电压时，触发该单向传动开关。II.-AC-DC整流器该RCTA可被使用作为一AC-DC整流器。图1中的输出可被控制以使用于两输出相位的电压和电流相互等效，但极性相反。
例如，对于-60电角度的输出相位角，输出相位电压为Vo1＝+0.87Vou，Vo2＝0.0V，和Vo3＝-0.87Vou(见公式2)。在该输出相位角的继续操作产生一DC输出，因为正电荷被注入第一输出相位，无电荷被注入第二输出相位，且负电荷被注入第三输出相位。因为无能量或电荷正被注入第二相位，它可被忽略且输出是采用两终端构造。因此在输出相位1和输出相位3之间的电压可被保持在一恒定的电压且因此代表一DC电源。
因为在输入和输出之间没有电连接，正或负终端都可不被接地，以使我们可具有一正和负DC电源。两终端不接地将获得一完全浮动DC电源。
该DC放电过程是AC放电过程的一子组且包括，对于上述例子，在放电周期的开始触发闸流晶体管So1p和So3n。对于AC输出操作，只要电容器Co达到其选择的剩余电压，单向传动开关Swo被触发。这将停止电容器Co的再充电并将输出充电电感器Lb1和Lb2中存储的剩余能量转移给输出相位1和3。当输出电流变为零，所有三个闸流晶体管Sop1、Son3和Swo变为反馈偏压且自转向关断。
其余的开关So1n、So2p、So2n和So3p未被使用且可从图1的电路中除去。对于双向操作，需要两闸流晶体管So1n和So3p。
典型的最大DC输出电压是没有升压模式操作的AC均方根(RMS)输入电压的约60％。具有升压模式操作，输出电压可以剩余电压控制而被升高。而且，输出相位可从一放电周期改变180电角度至下一放电周期，得到一完全的DC极性反转。
该没有谐波的整流器具有一单位功率因数。如果功率被从一感应发电机引出，充电周期可被控制以引出无功功率，提供要求的激励电流，或可改善一电源的功率因数。III.DC-AC反向变换器逆向操作该AC-DC整流器将得到一具有在AC侧上的无功功率控制和升压模式能力的DC-AC反向变换器。
该DC充电过程是AC充电过程操作的一子组。假定60电角度的一AC输入相位角，相位电压是Vi1＝+0.87Vo，Vi2＝0.0，和Vi3＝-0.87Vo(见公式1)。对于一单位功率因数，没有电荷被从相位2引出且输入电压Va是1.73Vo。在t’＝0，该充电过程通过触发输入闸流晶体管Si1p和Si3n被起始。该充电过程根据公式3a和3b进行，以值1.73Vo替换Vb。该充电过程继续直至充电电流在t’2＝π/ωo变为零。根据公式3b，最大电容器电压变为输入相位1和3之间的输入电压的两倍。
如果三相AC电源被以一具有1.73Vo的相同的输入电压的VDC的DC电源所替换，可获得相同的充电条件。正DC终端被耦合至Si1p的输入而负终端被耦合至Si3n。
因为在充电过程中没有使用其他的闸流晶体管，其余的四个输入闸流晶体管可被去除。然而，对于双向操作，需要闸流晶体管Si1n和Si3p。IV.DC-DC变换器图1的电路也可被用作为一DC-DC变换器。该DC充电过程与DC-AC整流器充电过程相同，且DC放电过程与AC-DC整流器放电过程相同。
图4示出了具有双向能力的一DC-DC变换器的基本架构体系。一DC电源被提供给DC输入终端50，该DC输入终端50经一输入滤波器52被耦合至一输入开关部分54。充电电感器La1和La2、电容器25、输出电感器Lb1和Lb2、及单向传动开关21和29未被改变。一输出开关部分56和输出滤波器57与输入开关部分54及输入滤波器52相同。
如果仅要求单向功率流，闸流晶体管Si1n、Si2p、Swor、So1n和So2p可被去除。而且，如果用于输入和输出的负终端可取相同的电位，所有的附加元件和该电路的下部可被去除，从而高度简化了该电路。
通过两开关的正向电压降造成了最小调节的DC-DC能力的主要损耗。该操作要求不断开这些开关，且闸流晶体管被使用具有“软变换”操作和自转向。
该DC-DC变换器采用与AC-AC变换器控制相同的控制原理。功率可由反向变换器频率和剩余电压两者来控制。以剩余电压进行工作，该功率可从较低电压DC源转移至一较高DC输出。用一单相变压器来替换输入或输出充电电感器，如在以后所描述的，将允许一DC功率转移具有一较大的电压升高或降低。该电压比由该变压器的匝数比和该反向变换器的附加调节能力来确定。V.多端口变换器在图1的功率变换器中，一输入部分(输入滤波器10和输入开关20)和一输出部分(输出开关30和输出滤波器40)被耦合至电荷存储装置25。采用两单向传动开关21和29，两部分可被用作为一输入或输出。它们的功能可以被从一周期切换至下一周期。
电荷存储装置25、单向传动开关21和29、输入电感部分22和输出电感部分28形成一中央部分33。通过放置一个与电容器Co串连的单个电感器，电感器的数目可从四个减少到一个，得到相同的谐振充电和放电周期。
可作出对该中央部分33的多于两个的连接以建立附加的输入、输出、或双向部分。图5示出了一具有通过三个相同的输入/输出开关部分20和输入/输出滤波器10被连接至该中央部分33的三个AC终端62、64和66的一多端口变换器。另外，用于连接一DC电源和DC负载的两DC终端50和59可经输入/输出滤波器52和57以及输入/输出开关部分54和56与中央部分33耦合。
该构造允许使用多个电源和负载。功率可以时间交错的方式被从多个电源引出，或功率可从一电源缓慢地转移至下一电源，或从一充电周期转移至下一充电周期。因为该多端口变换器可以DC和AC电源及负载两者被操作，该多端口变换器提供最大的操作灵活性。VI.进行同时输入和输出充电交换的功率变换器图6是采用一同时差分及序列的充电交换过程的一功率变换器的概略性电路图。该电路被构成为一AC-AC功率变换器，然而，该电路可以等同地被构成用于AC-DC整流、DC-AC反向变换、和直接DC-DC变换。
该电路的操作与图1的电路的不同之处在于能量直接从输入转移至输出而非首先从输入转移至一电容器且在一顺序的操作中，从该电容器转移至输出。
对于一顺时针(CW)电流流动，该电路使用与参照图1的电路所述的相同的输入开关(Si1pu、Si2pu、Si3pu、Si1nl、Si2nl、Si3nl)、输出开关(So1pu、So2pu、So3pu、So1nl、So2nl、So3nl)和开关操作。然而，一第二组输入开关(Si1nu、Si2nu、Si3nu、Si1pl、Si2pl、Si3pl)和输出开关(So1nu、So2nu、So3nu、So1pl、So2pl、So3pl)允许一逆时针(CCW)电流流动控制。
在CW操作中，用闸流晶体管Si1pu、Si2pu或Si3pu之一切换一正相位到上部中间输入终端Piu，而上部中间输出终端Pou被用闸流晶体管So1pu、So2pu或So3pu之一切换至输出相位之一。为完成该电路，下部中间输出终端Pol通过返回闸流晶体管So1nl、So2nl或So3nl之一被连接至另一输出相位，而闸流晶体管Si1nl、Si2nl或Si3nl之一被连接至输入相位的第二个到下部中间输入终端Pil。通过形成一串联谐振电路的串联电容器Csu和电感器Lb1，完成了一电路。该第二电容器Csl和第二电感器Lb2是任选的，但已被加上以形成一对称电路且在一些应用中，具有其他的益处，例如附加的隔离。
对于各自的充电和放电操作，第一两输入闸流晶体管和第一两输出闸流晶体管的选择与图1的电路相同。
具有示出的两电容器Csu和Csl的极性，将建立一顺时针电流，抽取两连接的输入相位的能量并直接将其存入两连接的输出相位。当已从这些输入相位之一引出足够的电流时，第三相位通过选择的输入开关而被连接且充电过程继续。
类似地，如果期望的电荷已被注入这些输出相位之一，第三输出相位被连接且充电过程继续。该第三输入开关的切换可发生在第三输出开关的切换之前和之后并取决于输入和输出相位角。当顺时针充电过程继续时，这些电容器的极性如图所示地反转且电荷转移逐渐停止。该电荷转移是初始电容器电压的一函数，且因此每周期的电荷和能量转移可用电压幅值进行控制。
如果输出电压低于输入电压，基本理论和模型化表明最终地电容器电压幅值更高。为控制该电压增高，单向传动开关Sofwc被触发，停止任何进一步的再充电并转移剩余电感器能量给输出。只要电流变为零，其余的三个开关自转向关断。当Sofwc被触发时，这些输入开关关断。
如果输出电压高于输入电压，最终的电容器电压更低，如果该过程被允许完成。对于之后的操作，为了在该电容器上保持相同的电压幅值，在电感器电流变为零之前，升压开关Siqcc被触发。这将结束进一步的输出放电，但如果在正确时间被触发，将导致电容器被充电到期望的值。该开关Sofwc和Siqcc允许控制电容器电压及功率流动。
当电流停止且电容器极性被反转时，通过触发用于上部中间输入终端Piu的Si1nu、Si2nu或Si3nu；用于上部中间输出终端Pou的So1nu、So2nu或So3nu；用于下部中间输出终端Pol的Solpl、So2pl或So3pl；用于下部中间输入终端Pil的Si1pl、Si2pl或Si3pl的选择的开关之一，CCW操作被起始。该两闸流晶体管Sofwc和Siqcc在逆时针操作中执行单向传动和电压控制。
对于与参照图2所述的相同条件，具有80电角度的输入相位角和170电角度的输出相位角，用于-480V AC电源的瞬时输入和输出电压是Vi1＝386V，Vi2＝-252V，Vi3＝＝-134V，Voul＝68V，Vou2＝300V和Vou3＝-368V。使用与前所述的相同的方法，开关Si1pu、Si3nl、So2pu、So3nl被触发以开始CW序列。电流从正输入相位1流至正输出相位2，从负输出相位3返回至负输入相位3。
具有由电容器和电感器定义的相同的谐振周期，闸流晶体管Si2nl在约136μs被触发，关断闸流晶体管Si3nl。在约300μs进入放电，正输出闸流晶体管So1np被触发以关断闸流晶体管So2pu。
因为在这些相位角，输入电压高于输出电压(|Vi1|＞|Vou3|)，单向传动开关Sofwc被触发，停止两电容器的再充电。在此时，输入闸流晶体管关断。在约334μs进入能量转移持续时间，输出电流变为零且其余的开关关断。这结束了CW操作。
该CCW操作具有相同的从输入抽取能量且传输给输出，并使用相反极性的闸流晶体管用于各相位连接。在该过程中，电流是CCW且电容器极性被充电到其原始状态。
该周期操作允许功率转移的接近100％的负载周期。工作频率和电容器电压两者控制功率通过量。因为电压可在大范围上被控制，每周期的通过量仅通过有源和无源元件的电压和电流限制而被限制。该电路允许与功率通过量无关的一高反向变换器频率操作，因为该功率可通过电容器电压的选择而被整体地控制。当要求的功率通过量低时，这具有在输入和输出两者上保持一低波纹频率的优点。该低波纹频率可被保持至零输出功率，系统通过仅转移要求的无功功率而在输出滤波器上保持要求的电压。
通过将该电路与下述的图7的动态VAR补偿器(DVC)电路相比较，通过不使用输出闸流晶体管，该电路可作为一DVC被操作。一个明显的扩展是允许该系统不仅控制通过功率而且另外完全控制无功输入功率。VII.谐波补偿器在图2所示的充电操作下，AC-AC功率变换器数输出一与输出相位电压同相的正弦电流。在图3所示的充电操作下，电荷转移是使得输出电流的一分量与输出电压同相(有效功率)，且输出电流的一第二分量与输出电压异相(无功功率)。
这些电流分量可与AC输出相位电压相关联地被改变。通常，在现代微处理器和可编程逻辑器件的控制下，可在AC-AC功率变换器的重建分解内构成任何重复输出电流波形。
可被构成的最通常的电流波形由用于第一输出相位电流的傅立叶级数给出I01＝∑n＝1m＝ω[Amcos(nωout)+Bnsin(nωout)] (14)另两个相位由相同的电流公式定义，但分别被移位120和240电角度。该组所有三相电流在输出相位(ωout)的任何点提供所有三个输出相位的电荷转移要求。
这样，该AC-AC变换器可被构成用于有效功率的转移，B1等于零；且作为一VAR补偿器，A1等于零。
该RCTA可被构成为一谐波补偿器，抵消由系统中的其他负载生成的在线路上的谐波。这样一谐波补偿器可以几种方法构成。例如，该谐波补偿器可具有连接至一电源、或任何其他能量存储装置的输入终端，和耦合至一具有需要被修正的谐波的AC功率系统的输出终端。该谐波修正系统将提供在AC周期期间的净谐波能量波动。而且，该谐波电流与输入功率同时地被引出。VIII.VAR补偿器该RCTA也可被用作为一动态VAR补偿器(DVC)。一DVC是一具有响应于一AC周期的一小部分中的无功功率需求或VAR中的变化的能力的VAR补偿器。在AC电源的一周期的小于十分之一内该DVC可将无功功率流从全部超前切换为全部滞后。对于闪烁控制、电压调节和标准VAR补偿，该速度允许使用DVC作为一VAR补偿器。
该DVC以明显高于AC线路频率的内部频率工作。和一小的低频截止滤波器一起，由该DVC引出的电流是没有谐波的，满足IEEE519-1992和IEC 555-2的所有要求。
该电路操作执行“软切换”和闸流晶体管的自转向，没有开关断开要求和一相对低dI/dt要求。该低dI/dt要求是重要的，因为它允许使用具有高电压和高功率容量的标准的SCR。这样的装置存在且自1970年以来在电力工业中被使用，用于高压DC传输和其他应用。该高电压和高功率闸流晶体管有效性允许DVC拓扑不仅用于工业应用而且用于多兆瓦高压应用。
另外，该SCR是成本最低的功率电子器件，具有最低的传导损耗，且可容易地被串联放置以得到用于兆瓦操作的开关。这样开关组件的触发已被完全开发用于或者直接或者光纤触发。
其余的元件也是标准的且不要求技术开发。
该DVC在与上述AC-AC功率变换器相同的谐振DSCI原理上工作。对于AC-AC功率变换器，第一充电交换是具有自电源引出的能量的电容器Co的充电操作。对于第二充电交换，电容器上的电荷被放电进入输出终端。该DVC操作也具有两类似的充电交换，然而，在稳定状态条件下，在电容器Co和AC功率终端之间没有净能量被转移。该净效是在三条AC线路之间的能量的变化。
图7是一动态VAR补偿器的概略性电路图。该电路有几种不同的变型，但基本操作是相同的或类似的。
该DVC可被直接连接至AC电网70而不使用一变压器。这消除了变压器损耗及成本、一隔离电压器的体积及重量。如果要求一不同的输入电压，一变压器可被使用。
在优化性能和最小化元件和操作成本的基础上选择内部工作频率。具有2400Hz左右的工作频率，约600Hz的截止频率被选择用于低通输入滤波器72以将电流波纹减小到一可忽略的值。高频滤波减小了滤波电容器和电感器值。由Cf1电容器和Lf1电感器组成滤波器元件。该些滤波电容器被构成为一“三角”结构，但是“Y”结构也可被使用。
中央元件是电容器Co74。在充电周期的开始，该电容器通常被充电至一剩余电压。有两个充电交换部分，示出在该电容器的任一侧上。“a”充电交换部分76在左边，“b”充电交换部分78在右边。这两部分交替地反转在该电容器Co上的电压的极性，且在该过程中，从三个AC相位70引出无功电流。
该“a”充电交换以跨越电容器Co的一负剩余电压开始。该充电操作通过触发输入开关82中的第一开关和第二开关以连接跨越电容器Co的AC电源的第一相位和第二相位而开始。该电荷转移持续时间由电感器La的值确定(假定Co被固定为由其他的条件确定)。该“a”部分电感器La被示出为两个电感器La1 84和La2 96。该“b”部分电感器Lb示出为两个电感器Lb1 87和Lb2 88。所有四个电感器可由与电容器Co串连的一个电感器替换。
该电荷转移开始为半个正弦波。部分路线(part way)通过“a”充电交换，获得第二相位的期望的电荷转移，且用于第三相位的闸流晶体管顺序地触发。该充电序列被选择以使第三相位闸流晶体管的激活反馈偏压第二相位闸流晶体管以自转向关断。该电荷转移继续并当通过该电容器的电流变为零时结束。在此时，两传导闸流晶体管自转向关断以完成充电周期。
该“b”充电交换在该充电周期后被起始。该“b”充电交换部分被构成以与AC电网进行与“a”充电交换部分76相同的充电交换。该“b”充电交换部分78与“a”充电交换部分76的不同之处在于其对电容器Co的连接与“a”充电交换部分76对电容器Co的连接相反。因为该反转的连接，电容器Co电压完全反转极性。这样，没有净功率被引出或转移给电网，因为电容器Co中的能量未被改变。
图8是图7中所示的动态VAR补偿器的两操作周期的一典型的充电交换波形示意图。这些元件已被选择用于4000Hz的一总的充电交换频率，对于“a”和“b”充电交换，每秒完成2000个周期。该操作被获得具有Co＝100μF且La+Lb＝40μF。该选择的AC电压是480V，且图8中所示的交换波形是用于40电角度的一输入相位角。图7中所示的单向传动开关Swa和Swb对于该操作是不需要的。无须说，与电容器Co并联的开关(Swa1和Swb1)或与Co串联的开关(Swa2和Swb2)提高了控制灵活性。
输入电压和无功电流通过公式被定义如下V1＝Vosin(ωt)＝252V Ir1＝Ir0cos(ωt)＝39.7AV2＝Vosin(ωt-2π/3)＝-386VIr2＝Ir0cos(ωt-2π/3)＝59.6AV3＝Vosin(ωt+2π/3)＝134V Ir3＝Ir0cos(ωt+2π/3)＝-99.3A假定电容器Co的剩余电压为-1200V，自先前的操作或通过以输入波形进行预充电，充电交换如下所述。
使用充电的广义方法，输入闸流晶体管Sa2p和Sa3n在t’＝0时被触发，连接跨越电容器Co的相位电压V2和V3。电感器La1和La2中的电流Ic构成，自相位2引出电荷并将该电荷注入相位3，如图8所示。
部分路线通过该充电周期，在t’1，闸流晶体管Sa1p被触发。因为V1比V2更加正，闸流晶体管Sa2p被反馈偏压且自转向关断。该与相位1和3的充电交换继续。在t’2＝244μs，电流减至零且闸流晶体管Sa1p和Sa3n被反馈偏压且关断。
在t’1的触发由三个相位Ir1、Ir2、Ir3的无功电流的幅值确定。在t’1＝134μs的触发将得到与无功电流要求成正比的电荷转移且将导致电容器电压等于初始剩余电压但极性相反。
Sa1p的一较早的触发将导致电容器充电到一较高的电压，除了无功功率外，引出一些有效功率。为了弥补元件损耗和为了提高无功功率流而不必改变DVC频率，该电容器电压的增大可能是期望的。另一方面，一延迟的触发导致电容器能量部分转移回AC功率系统。对于一实际的系统，时间t’1可以是实时计算的或预先计算的并被存储在一参考表中。该存储的值是输入相位角和电容器电压的一函数。
对于“b”充电交换部分，使用现同的充电的广义方法。通过触发闸流晶体管Sb2p和Sb3n，在t’＝250μs开始“b”充电交换。这再连接具有正确极性的跨越相位2和相位3的电容器Co。“b”操作之间的仅有的差别是通过电容器的电流具有相反的极性。如图8所示，在“b”放电交换期间流入这些相位的电流与在“a”充电交换期间引出的电流相同，没有净能量自该AC电源转移。
在自放电周期开始起134μs，也就是在t’4＝384μs，闸流晶体管Sb1p被触发，强制关断Sb2p而Sb3n保持启通。该放电过程继续直至约t’5＝494μs，当电流降至零且Sb1p和Sb3n关断，使得电容器处于初始电压状态。
为了连续的电荷转移，线路电压和电流要求将周期地改变。这样，将根据电流相位角确定触发顺序和定时。平均无功功率流是在电荷转移之间的时间间隔期间输送的电荷。因此无功功率可通过操作频率被控制。另外，该无功功率也是电容器Co的剩余电压的一函数。该电压在原理上可被构成为任何值且仅受闸流晶体管和电容器Co的电压和电流额定值的限制。这是主要优点，因为典型地，VAR要求随着线路电压的下降而提高。使用简单的电容器组，该VAR电流与电压降成正比，而采用该DVC，无功电流可与线路电压无关地被增大。
从一有效的观点看，该无功电流每相仅通过一组闸流晶体管。这不仅提供了简单且更高的可靠性而且将损耗减小至最小。IX.电子AC变压器a.AC-AC操作图1中所示的AC-AC功率变换器可提供满足电压、频率和输出相位要求的一输出电压波形。如果该输出频率与输入频率相同，该AC-AC功率变换器可被用作为一调节的AC电源。
对于一些应用，例如变速AC电机，期望改变输出频率和输出电压。尽管AC-AC功率变换器可将能量从较低电压终端转移至一较高电压终端，其电压“变换”是有限的。一标准的AC变压器可被连接至AC输入或AC输出以通过电压变换获得一调节的或受控的AC输出。然而这样一系统仍然具有在环路中具有一大的三相AC变压器的不足之处。
图9是将频率控制与电压变换相组合的一电子变压器的概略性电路图。该示意图被画出为一单线图，螺纹线数表示相位或终端数。该电子变压器在与图1所述的AC-AC功率变换器类似的原理下工作。一主要的差别在于一单相变压器替换了输出电感器。
该AC电源被施加给一输入终端120，该输入终端102经一输入滤波器104和输入开关部分106被耦合至电容器Co25。输入电感器108和110的值确定充电持续时间(假定Co被固定为由其他条件确定)。
该输入部分充电操作与图1所示的AC-AC功率变换器的相应操作相同。
该放电部分类似于图1所示的AC-AC功率变换器的放电部分，具有一经输出滤波器119被耦合至一输出终端120的输出开关部分118。该放电电感器Lb1和Lb2由一提供电感的变压器117替换。另外，加上了一初级输出闸流晶体管Sdch114，其在充电周期期间将变压器117自电容器Co断接。
输出变压器的初级对次级匝数比被选择以匹配AC输入电压和AC输出电压之间的期望的电压比例。而且，自该变压器的初级可见的漏电感被选择以匹配图1所示的Lb1和Lb2的输出电感器值。
变压器117的分路电感可被选择以远高于漏电感。这样，对于大多数电路操作来说，该分路电感可被忽略。绕组电感的总和是有效的变压器漏电感，且连同Co一起，确定放电周期。
以与用于AC-AC功率变换器相似的方式，电容器能量被放电进入AC输出相位。
使用广义上的放电方法，闸流晶体管Sdch114与具有最高和第二高输出电压要求的相位的正闸流晶体管Sop和负闸流晶体管Son同时被触发(假定单位功率因数输出)。这将电容器Co经输出滤波器119和变压器117耦合至输出相位。当足够的能量被转移至具有第二高输出电压要求的输出相位时，具有最低输出电压要求的闸流晶体管触发。这将关断用于第二最高输出的闸流晶体管，且对于具有最高和最低输出要求的线路，充电继续。
单向传动闸流晶体管Swop116可被触发以防止电容器Co再充电或选择电容器Co的剩余电压。该触发将漏电感中的能量转移至输出。当电流变为零时，转向闸流晶体管关断且放电周期完成。
该电压变换可以是降压、升压或隔离的。该操作允许一频率改变、相位改变、或两者。输出可被控制以允许有效功率和无功功率控制两者，输入做好被限制仅引出有效功率。这样，该电子变压器可以同时是一电压调节器和VAR补偿器。另外，该变压器可引出一平衡的输入，即使输出是不平衡的。因为该单相变压器在高频被操作，其截面可被显著地减小到一标准50或60Hz变压器的大小。如果磁通对于每个放电周期被反转，该变压器甚至可更加有效地被使用。几种方案是可用的。例如，具有六个附加输出晶体管的两输入部分将实现一接近全变压器工作循环。
这种变压器具有几项附加的优点。它显著地减小了重量和体积并获得了附加的常规的功率变压器不能提供的操作上的益处。不象一引出连续的磁化电流的规则变压器，该变压器仅在功率转移期间被磁化。这表明闸流晶体管和变压器中的损耗是瞬时通过量的一恒定部分。由于大多数实用变压器具有低于峰值负载因数的30％的一平均负载因数，对于大多数应用来说，该电子变压器不仅通过其调节和抵消来自负载的VAR提高了功率质量，而且还获得了更高的效率。b.AC-DC操作和DC-AC操作图9的电子变压器构造允许重构一AC输出。可在一输出相位上重构一整电压及在一第二相位上重构一负电压，如在以上AC-DC整流器中所述的，以在输出上提供一DC电源。
如具有AC-DC整流器，该变压器的次级上的某些输出开关可被省略。另外，该两输出开关可由二极管替换，因为在变压器的初级上由闸流晶体管Sdch执行输出切换。如果变压器次级的输出的电压通过一双输入模操作被反向，在输出上的半波整流由一全单相电桥整流构造所替换。
对于DC-AC操作，对输入电路的修改如先前段落中所述。这允许利用一DC电源和一AC波形的重建或功率注入一AC电源。
该变压器允许在输入和输出之间一显著更高的电压差。升压和降压比可通过该单相变压器的匝数比被选择。
该电路的下一扩展是在DC输入电压至DC输出电压的一大范围上执行直接DC-DC变换。
另外，采用一变压器允许对于所有所述的变换过程的输入和输出之间的全电隔离。X.具有同时输入和输出充电交换的电子变压器图9中所示的电子变压器使用两多终端DSCI操作，一个是充电Co而另一个是放电Co。这些操作交替进行，这样该电子变压器具有约50％的占空系数。大约一半时间被利用用于充电而另一半用于放电。而且，每相位的电荷平均流过2.5个闸流晶体管。
图10示出了该电子变压器的另一实施例。该变压器明显地提高了功率通过量。占空系数接近100％且功率通过少于一个闸流晶体管，实现了一更高的效率。
该修改的变压器与先前所述的电子变压器的差异在于充电操作和放电操作同时发生。从AC输入终端引出的电荷被直接转移至AC输出终端。
该修改的电子变压器是基于图6的“同时输入及输出充电交换”功率变换器并通过一单相变压器来替换输出电感器，如图9所示的电子变压器。该修改的图9的电子变压器被示出具有一电容器，因为该单相变压器获得了在输入和输出之间的全电隔离。该单相变压器不仅具有用于电压变换的要求的匝数比，而且被设计得使具有一漏电感以复制图6中的Lb1和Lb2的谐振功能。
对于图6的电路，在相同的周期中发生输入和输出操作，同时执行先前介绍的DSCI操作。输入和输出闸流晶体管两者的触发序列如先前所述。
图10的单相变压器被选择以提供用于电压变换所需的匝数比，且实现了期望的漏电感，该漏电感连同电容器Cs一起确定了谐振和能量转移周期。
两组闸流晶体管被连接至各输入和输出终端。使用先前论证的一80度输入和170度输出相位角，和如图所示的用于Cs的一负极性，相同的输入闸流晶体管Si1pu和Si3nl与两输出闸流晶体管So2pu和So3nl同时地被触发以开始CW操作。在转移周期的部分期间，Si2nl被触发以关断Si3nl，同时在正确的时间触发So1np，关断输出闸流晶体管So2pu。而且单向传动开关Sfwc控制Cs的再充电电压并允许该单相变压器的漏电感中的能量转移至输出。
选择一适当的变压器匝数比，图6中所示的开关Siqcc和Siqccc的功能可被省略，减少了要求的元件数，因为输入电压大于有效的输出电压，如从该电压器的初级所看到的。
在CW能量转移的结束处，电容器极性被反转且所有的闸流晶体管被关断。在此时CCW电流流动被起始，后随相同的程序；然而，变压器的输入电压、输出电压和磁通被反向。该高反向变换器频率操作和通量反向减小了该单相变压器的尺寸和重量。而且，当功率要求被减小时，一较低的反向变换器频率和电容器电压可被选择。结果不像一规则变压器那样磁化损耗保持不变，该变压器的损耗随着功率转移要求而被减小。净结果是在该电子变压器的全负载因数范围上的接近恒定的效率。
对于AC-DC操作，相同的电路是适用的且仅两输出终端被要求。对于在输出相位1上的一整电压，和输出相位3上的负电压，仅输出闸流晶体管So1pu、So1pl、So3nu和So3nl被要求，且其余的八个输出闸流晶体管可被去除。
类似于DC-AC或DC-DC操作，仅输入闸流晶体管Si1pu、Si1pl、Si3nu和Si3nl被需要。对于CW周期，闸流晶体管So1pu和So3nl被触发而对于CW周期保持启通。而闸流晶体管So1pl和So3nu被使用用于CCW。这些闸流晶体管在各自充电及能量转移周期的结束处转向关断。
总之，图6的串连电容器谐振电路可被修改以实现图10的电子变压器电路。该电路允许通过适当的控制，引出无谐波电流并传输无谐波功率。具有AC功率，不仅有效功率被控制，该无功功率可被同时引出以提供一选择地超前和滞后的输入电流。该单相变压器匝数比允许输出电压的一升压或一降压。不象一规则的AC变压器，该输出不被限制至AC输入频率和相位且输出电压可被调节。而且输入和输出不被限制至AC，也允许DC-AC、AC-DC以及直接DC-DC操作。XI.采用一交错操作构造的功率变换器a.电路和单向操作该DSCI方法不限于一单电容器电荷存储装置、一三相输入或一三相输出。该DSCI操作可用一标准的谐振充电交换构造，也就说，用一与各输入终端或输出终端成对的电容器来实现。在例如美国专利No.5,764,501中描述了该标准谐振充电交换技术。
图11是示出一AC-AC功率变换器的一替换实施例的概略性电路图。该三相电源被耦合至一低通输入滤波器150，其包括每相的一串连电感器Lfi和分路电容器Cfi。这些电容器可以“Y”或“三角”构造被连接。在输出上，使用一类似的低通输入滤波器168。示出的一个是一典型的由Cfa、Lfo和Cfb组成的“π”滤波器。
该功率变换器操作由两操作周期组成。第一周期是充电周期，其从AC电源抽取能量并对电容器160(C1、C2和C3)进行充电。为此目的，输入开关部分152的六个输入闸流晶体管(Si1p、Si2p、Si3p、Si1n、Si2n、Si3n)被采用。
在低通滤波器150和具有电感器Lip和Lin的输入电感部分158之间耦合的输入开关部分152选择从AC电源的线路引出的能量。输入开关部分152的这些闸流晶体管以下将被称为输入开关。
电容器选择部分154的第二组六个闸流晶体管(Sc1p、Sc2p、Sc3p、Sc1n、Sc2n、Sc3n)被耦合在一输入电感部分158和具有电容器C1、C2和C3的电容器部分160之间。这些闸流晶体管在以下将被称为电容器选择开关。这些电容器选择开关确定电容器C1、C2和C3被充电的极性和电压。这些电容器选择开关被示出为闸流晶体管，但可使用其他的开关。重要地，在该电路不要求这些开关的断开，尽管断开开关可被使用以简化一些操作，但会增加成本和带来开关损耗。
对于普通的AC-AC功率变换，期望引出在单位功率因数的无谐波输入功率。这样，与瞬时输入电压的平方成正比的能量被从各输入线路抽取。通过在与输入线路频率相对的高频重复该过程，输入滤波器将平均该功率流，实现一正弦输入电流和输入功率。
而且，通过功率可通过改变操作频率而被调节。该程序是在一和可能地几个充电周期期间抽取一数量的能量以使平均的功率通过量与输入电压的平方成正比。该能量抽取要求是输入相位角ωt的一函数，其中ω是输入线路角频率。为重建一正弦输出，需要对三个工作电容器的每一个充电到一与由输出相位角ω’t定义的输出波形成正比的一电压，其中ω’是角度输出频率。在几个周期上，该充电过程必须从具有从零至360电角度的角度的输入抽取能量且必须将这些电容器充电到一电压和代表从零至360电角度的任何输出相位角的极性。该过程将参照图11、图12中所示的电压和电流波形及表1进行描述。
为说明的目的，选择一80电角度的瞬时输入角度和170电角度的输出角度。对于一三相、480V的AC系统，输入相位电压被示出在表1中。第一输入线路是正的，而另两条线路是负的，且三个电压的总和是零。对于一平衡的线路，这三个电压的总和总为零，且相同的规则也适用于电流。无谐波功率将被引出。每条线路的充电能量在列3中被给出作为总的充电能量的百分比。然而，具有一低通滤波器，在几个周期上对电流进行平均的选择存在。
在表1中给出示例性负载电压要求，列4，用于具有170电角度的一瞬时相位角的480V三相系统输出波形。在该例中，第一两输出相位是正的且第三输出相位是负的。而且，三个输出相位的总和为零。
为正确地充电电容器并获得一平衡的功率流，三个电容器中地能量必须是通过特定地输出电压的平方相互关联。该充电能量在表1中的最后一列给出。典型地，为允许将充电的电容器全部放电进入输出滤波器。该电容器的极性必须与输出电压的极性相同，且各电容器的充电电压应与对应的输出相位的电压要求成正比，且多于两倍。如果充电电压不是足够地高，不会发生全放电。
以下的操作描述了来自输入终端的、匹配输出相位角的一组三个电容器的充电。该操作序列被选择，因为它允许使用不必须被触发断开的开关。该电路允许为在被反馈偏压后关断的例如闸流晶体管的器件的自转向。
使用广义的充电方法，因为相位1具有最高的绝对值相位电压，闸流晶体管Si1p被触发。在两剩余的输入相位中，闸流晶体管Si3n被触发，因为它与闸流晶体管Si1p的极性相反且具有一较小的负电压值。这将上部电感器Lip156的输入驱动至+385.9V，而下部输入电感器Lin158变为-134.0V。
表1输入和输出电压及能量
因为电容器C3要求最高绝对值电压且是负的，闸流晶体管Sc3n被触发以将电容器C3耦合至负电感器Lin。接着，或者C1或者C2可被连接至正电感器Lip。为具有减少的充电时间的最高的功率操作，要求较低的输出能量的该电容器被连接。对于当前的例子，Sc1p被触发以将电容器C1与电容器C3串连耦合。
替换地，Sc2p可被触发以为了允许最大闸流晶体管开关恢复时间。总之，这些闸流晶体管将自转向关断。
关闭第四开关Sc1p，耦合输出相位1和3之间的一谐振LC电路。该电感器值是Lip和Lin之和，且该电容器值是一单独的电容器的一半，因为这些电容器被串连连接。以下列公式通过时间描述该电压和电流Io(t)＝Iosin(ωot) (15)Vc1(t＝-Vc3(t)＝(Vp1-Vp3)(1-cos(ωot))/2 (16)其中Io=(Vp1-Vp3)Co/2(Lip+Lin)]]>及ωo=1/CoLi/2.]]>电容器充电电压和充电电流可被精确地计算。可使用反三角函数计算电容器要求达到以期望的电压的时间。
采用当前的开关选择，电容器C1充电到输出相位1的电压要求的约两倍。如表2所示，采用80μH的一电感额定值和100μF的一电容额定值，在t1＝66μs内获得该电压。
在t1，正电容器选择器开关Sc2p被触发。电容器C2的充电被开始，而C3的充电继续。仍然从相同的两输入相位1和3抽取功率。
因为电容器C2的电压小于电容器C1的电压，开关Sc1p被反馈偏压且将停止感应，如果它是一单向开关，例如闸流晶体管。这样，硅控制的整流器(SCR)可被使用替代要求触发以断开的开关。
表2开关时间、电流和电容器电压
图12示出了电容器电压波形Vc1、Vc2和Vc3以及充电电流波形Ich。充电电流和电容器电压的计算遵循相同的数学原理，来自放电的第一部分的电流和来自第一充电部分的电容器C3的电压被用作为初始条件。
在t2＝93μs，从输入相位3抽取的、是充电电流乘以输入相位3电压的整数的能量达到一预定值并触发输入开关Si2n。因为输入相位2电压比输入相位3电压负得多，输入开关Si3n被反馈偏压且SCR自转向关断。充电电压是输入相位1上的电压和输入相位2上的电压之差。在t2的新的初始条件确定用于C2和C3的剩余电流和充电电压。
在t3＝222μs，充电电流变为零且所有的四个开关Si1p、Si2n、Sc2p和Sc3n变为反馈偏压并转向关断。触发点t1和t2被计算以使充电的电容器的能量比正比于平方的输出电压比。
在输入侧上，选择的触发序列和触发定时t1和t2确定所有三个相位上的正确输入能量。该充电能量正比于在规定的输入相位角的一平衡的三相线路的瞬时功率。输入能量分布由第三输入充电开关的触发时间确定(在该例中，是在t2的Si2n)该电容器的正确的电荷分布由第三电容器选择开关的定时确定(在该例中，是在t1的Sc2p)。
相同的程序被用于从0至360电角度的其它的输入相位角和其它的输出相位角。在所有的情况下，在t0、t1和t2的开关的触发被要求，除了当一输入或输出相位电压为零的情况外。在先前的例子中，在输入部分的切换之前发生分布部分的切换。这仅发生50％的时间，而在其它时间，在输入相位被改变后，该电容器被改变。触发时间t1和t2的计算可被实时地计算或该定时可被存储在一两维参考表中作为输入和输出相位角的一矩阵。
电容器被充电后，输出部分162的输出开关可被同时触发以谐振地将三个电容器放电进入输出相位。该放电周期由这些电容器连同放电电感器Lo1、Lo2和Lo3的值确定。因为，通过定义，正电荷和负电荷的和是相等的，三个电容器不需要被耦合至一中性点。如果三个电容器中的电压等于约两倍于输出终端电压的一值，放电电流与电容器电压衰减至零同时地变为零。
因为该条件很少能被实现，一单向传动开关部分164的六个单向传动开关的三个被触发。这防止了这些电容器被再充电并转移该三个输出电感器中存储的剩余能量进入输出相位。在同时，这些输出开关被转向关断，且允许在所有开关恢复后，这些电容器将被再充电。对于下一充电和放电过程，两输入相位角和输出相位角作为时间增大Δt的结果发生改变，其中Δt是连续充电和放电事件之间的时间。
使用该充电序列，从输入抽取的能量与一平衡的负载条件成正比。不像从三条分离的输入线路充电三个单独的电容器，其中总的充电能量总是相同的，该充电序列在从一充电到下一充电的总的充电能量中产生一小的差异。该每周期的能量可由下式描述E(Vrms,ω,ω′)=Γ(ω,ω′)E(Vrms)----(17)]]>其中E(Vrms)=2CoVrms2.----(18)]]>参数Γ(ω、ω’)是ω和ω’的一函数且具有类似于一未被滤波整流的输出DC电压的幅值波动。
平均输出功率由下式给出P(Vrmsf)=E(Vrms)f/Γ(ω,ω′)----(19)]]>其中f是平均充电或放电频率。参数Γ(ω、ω’)是输入和输出相位角的一连续函数且可或者被计算或者被存储在相同的参考表中作为t1，t2和该充电序列、放电周期之间的时间间隔由下式给出作为平均功率的一函数Δt=E(Vrms,ω,ω′)/(PgvΓ(ω,ω′))----(20)]]>由于从一充电周期到下一充电周期，通过功率和输出频率可被改变，该改变可在一AC周期的一部分中发生。这些限制因数是低通输入和输出滤波器的响应性。
具有220μs的一充电周期和180μs的一放电周期，变换器可以2500Hz的频率被操作。对于该规定的电容器值，这实现了一115kw的通过功率。
在相比于输入或者重建的输出相位频率是高的一变换器频率工作，小的低通输入/输出滤波器平滑了变换器的断续充电过程的波形。图13示出了在1800Hz的变换器频率的一简单L-C输入滤波器的三相电流和电压。该滤波器元件被选择以允许引出有限的输入功率以使波纹电流明显地低于由IEEE519和IEC555-2指南建议的电流。
如图所说明的，在小于一输入周期的四分之一内获得这些正常的操作条件。该电流是正弦的，除了在变换器频率的一低电平的波纹外。
该输入电流不仅是正弦的而且接近与输入电压同相，实现了接近一单位输入功率因数。仅有由输入滤波器部分引入的一轻微的相移。如在以后部分中所讨论的，输入电流波形可被修改，且在一略微复杂的控制操作中，该变换器引出被控制的有效和无功功率分量。
一低通“π”滤波器被选择作为输出滤波器。它具有比LC输入滤波器大的衰减，但要求两滤波电容器用于各相。图14示出了对于图13所示的输入条件在一重建频率的输出终端电压。该电压波形和电流波形是接近相同的。在输出相位电压中有一可识别的諧波电流。输出负载，例如一电机，将看到清洁的终端电压，好象由一旋转发电机产生的。这是相对重要的，因为现在采用的标准电机需要由一特殊电机来替换以与一变速驱动器结合工作。a.具有剩余电压控制的双向功率流自然中大多数物理过程是可逆的，只要能量损耗是可忽略的。该种变换器也是这种情况。参见图11，通过触发三个正向偏置的闸流晶体管，可脱离该相位电压终端来执行三个电容器C1、C2和C3的充电。电感器Lox和电容器Cx形成一谐振电路，将该电容器充电到两倍的线路终端电压。这是上述的放电周期的反转。仅有的不使用的元件是单向传动开关。因为该功率以相反的方向流动，显然对于输出相位角，这些开关被使用，它们在相同的相位角是空闲的切功率在相反操作方向上流动。这些电容器将被充电到与输入相位中相同的极性。该充电将反映在左边AC终端上的电角度的电压。
为放电这些电容器，使用相反的过程。参见图12和表2，通过触发Sc2n，将最高正充电的电容器C2连接到下部电感器Lin上，及通过触发Sc3p将负电容器C3连接到上部电感器Lip。在同时，触发Si1n和Si2p以将能量沉积入正相位1和负相位2，假定80度的相同左侧相位角。只要沉积入相位2的能量达到其预定值，Si3p被触发以连接负相位3和反馈偏压Si2p。在电容器C2的电压变为零且第二正电容器通过开关Sc1n连接后不久，放电继续且，因为我们以一平衡的线路开始，两电容器的电压同时地变为零。两电感器中具有附加能量，耦合跨接Lip和Lin的开关Swa被触发。这将连接两电感器部分并防止电容器被部分地再充电。当电流变为零时，该开关将转向关断且下一电容器充电周期可被起始。
为提高功率通过量，电容器C2上的电压被再充电到一负电压，例如其输入相位电压的30％。而且，开关Swa的触发被延迟，以使C1和C3上的电容器电压也变为反相充电到它们输入电压的相同百分比。该剩余电压将是用于下一充电周期的起始电压且将增大输入充电能量。如先前示出的，该剩余电压控制将允许以一给定的反向变换器频率比调节通过功率。另外，功率可从一较低电压三相系统转移到一较高三相系统。
图15示出了，用于相同的80度的输入相位角和170度的输出相位角的电容器电压和充电电流。该结果应与如图12所示的在相同相位角的无剩余电压的条件相比较。定时是相同的且从输入终端抽取的能量被增大30％。较高的电容器电压允许能量被转移给移较高输出终端。选择了反向变换器元件，最大频率被确定且功率通过量将在最大。然而，实现剩余电压控制将允许升压输出。该升压因数仅由选择的元件的电压和电流限定被限制。
在输入上的电压下降了50％的情况下，操作的升压模式允许维持输出电压和功率，在电元件上有有限的应力。
总之，该反向变换器可在任一方向上被操作，附加一单向传动开关。剩余电压控制允许调节的功率从一低电压终端转移至一较高电压终端。因此该构造可被用于提供满功率动态制动的变速电机。b.多端口操作该功率变换器具有由三个电容器C1、C2和C3组成的一中央部分。在左方，使用一部分序列过程，一输入/输入端口被连接至该三个电容器。该电路将被称为一顺序端口(SP)。它包括该低通滤波部分。在右侧是并行端口(PP)部分，因为所有电容器的充电和放电优先地被同时执行。几个SP或PP端口可连接至这些电容器。这将允许一个连接几个电源以及装载至相同的公共点。功率可被选择地控制从任何SP至PP或从PP至SP，使此为一多端口反向变换器。无波形可自一PP电源在一PP可被重建，除非输入和输出同相。对于几项实际的应用，例如UPS，该控制是有意义的。XII.交错电构造在图16中示出了一AC-AC功率变换器的另一实施例。其相对于图11中所示的AC-AC功率变换器的优点是减少了开关损耗。
具有图11的功率变换器，对于充电周期，正电流和负电流必须通过两闸流晶体管。因为一标准的闸流晶体管具有1.6V的正向电压降，典型的闸流晶体管损耗在4.8V的数量级上。这导致对于480V AC-AC功率变换器而言1.5％的闸流晶体管损耗。图16中所示的实施例将充电损耗减少了一半，因为电流仅通过一个而非两个闸流晶体管。该升高的效率将闸流晶体管的损耗从1.5％减少到1.0％。对于一100KW的变换器，这些减少的损耗构成500W的功率。使用$10/W的当前值，对于工作20年以上的设备，可节省$5,000。
将图11的实施例和图16的实施例相比较，看到成本应升高，因为闸流晶体管的数量从12个增加到18个。然而，闸流晶体管的数量是使人误解的。闸流晶体管的尺寸也是闸流晶体管表面积的一函数。因为一闸流晶体管被限制于80W/cm2的功率耗散，因此对于该构造，输入闸流晶体管面积要求从13cm2降低到6.5cm2。六个附加的触发系统将提高成本；然而，因为闸流晶体管组件的尺寸没有增大，总的设备成本将是类似的。
除了减少的损耗之外，图16的实施例在操作上与参照图1所述的电路的操作类似。对于相同的输入和输出相位角，通过触发闸流晶体管S1p1和S3n3将正输入相位1连接至电容器C1及将负输入相位3连接至电容器C3，起始该操作。在t1＝66μs，电容器C1被充电至要求的电压且通过触发闸流晶体管S1p2，C2被连接至正输入相位1。在t2＝93μs，已从相位3抽取要求的能量。这样，S2n3被触发以将负输入相位耦合至电容器C3。
与图11的电路的另一差别是使用具有每电感器三个紧密耦合的绕组的两耦合的电感器Li和Lin。在充电周期期间，仅在下部Lin中的线(6)被使用，而在上部电感器上，在t1作成从线(1)到线(2)的一开关。S1p1将被强制断开，因为线(1)中的电感与该线输入电压(2)耦合。
对于两构造，通过上部或下部充电电感器的总电流未被改变且电感器重量受到很小的冲击。
通过去除该滤波电感器和第二滤波电容器，对该功率变换器的输出作出一改变。通过将该电机的电感部分地利用为该滤波器，该输出滤波器构造对于变速驱动器而言是成本有效的。通过消除该滤波器部分，我们将具有在基本反向变换器频率的一电压波纹，调制深度约为15％，然而，对于一PWM反向变换器，这在幅值上低一个数量级且在dV/dt上小几个数量级且因此实现了作为一变速驱动器的令人满意的性能。
该放电操作类似于参照图11所述的操作。该反向变换器也可在相反的方向上被操作，然而，附加的单向传动开关将被需要。XIII.有效和无功功率流控制a.介绍如在一先前部分中所述的，进入并行端口(PP)部分的工作电容器的能量通过控制剩余电容器电压而可被增多和减少。同样施用于序列端口部分。因为并行端口部分可被操作作为输入和输出部分，该并行端口部分的有效和无功功率流控制将被描述为一输入和一输出端口两者。该理论实现将不仅描述电路的灵活性而且还有满足有效负载例如感应电机的有效和无功功率流控制要求所需的特定技术。以下的描述将以假定并行端口部分被连接至一三终端AC电源的有效功率流控制开始。然而，因为该PP是双向的，该控制同样也施用于SP输出部分。
在有效功率流控制放电周期后，该剩余电压与该三相系统上的电压同相或相差180度。与该相位角分布不同的一剩余电压分布将引出无功功率。b.使用初始电压控制的有效功率流控制我们以由公式(21)给定的第一相位上的输入电压和由公式(22)给定的输入电压开始VA＝Vosin(ωt) (21)I(t)＝Isin(ωt). (22)让I＝Io(1+γ)，其中Io是电流幅值且γ是描述剩余电容器电压的量的参数。该电容器的初始电压在零，因此如公式23所给出的，通过反向变换器频率的控制而获得要求的电流。
Io＝2CfVo. (23)公式(22)变为I(t)＝Io(1+γ)sin(ωt) (24)I(t)＝2VACf(1+γ)sin(ωt). (24a)该值γ借助于输入电压定义初始电容器电压，如公式(25)所给出的。它施用于所有的输入相位Vi(ωt)＝-γVAsin(ωt) (25)然后给出该功率通过量P(t)＝I(t)Vtm(t)＝2Cf(1+γ)Vo2sin2(ωt)＝Po(t)(1+γ)26)
根据公式(25)和(26)，功率通过量可通过调节电容器上的初始电压而不改变反向变换器频率f而被控制。同样施用于其他两个相位以使总通过量与时间无关。重要的是输出可在一大的范围上被改变。对于增大的功率操作，γ的值是正的，得到功率的升高且根据公式(25)，要求一负的剩余电压。对于减小的功率操作，一负值r被要求。根据公式(26)，这减少了通过功率，且要求具有与输入电压相同极性的一剩余电压。当γ变为-1，该剩余电压变为与输入电压相同且无功率流动。因此对于-1＜γ＜0，该通过功率可在一反向变换器频率上被调节，该反向变换器频率由将输出谐波限制到一选择的值的操作条件限定。在该功率范围的另一端上，其中我们工作在最大反向变换器频率，γ＞0，我们工作在功率升压模式下且可增大功率输出。该升压模式也被使用以将功率从以较低电压终端转移到一较高电压终端。c.组合的有效和无功功率流控制在一先前部分中，将分别以，γ＜0和γ＞0描述升降电压模式。如果我们通过γ＝rcos(β)来定义该γ值，该升压模式剩余电压条件可被定义为γ＝-r，β＝π和r＝Vi/Vo，而降压模式被给作为γ＝r，β＝0。
0和π的β值导致无功功率为零的有效功率流控制。该值β是初始和输入电压之间的相位角。
由于我们可控制重新分布期间的相位角，我们具有对于任何相位角重新分布总剩余能量的选择。
三个电容器中的剩余电压可被定义为Er=3CVr2=3CVo2r2.----(27)]]>第一相位的初始电压可被给出为VA(t)＝Vorsin(ωt+β). (28)该电容器和该输入终端之间的充电交换然后由下式给出ΔQ＝C(Vf-Vi)＝2CVo(sin(ωt)-rsin(ωt+β)).(29)将第二项乘以反向变换器频率f，我们获得平均线路电流I(t)＝2CVof((1-rcos(β))sin(ωt)-rsin(β)cos(ωt)).(30)我们识别该第一电流项与输入电压同相且现是剩余电压比r和相位角β的一函数。第二项与输入电压不同相且代表该无功电流。它直接地与剩余电压成正比。在相位角为零和π，该无功功率是零，且我们分别得到升压模式和降压模式操作。
将电流乘以电压并将所有三项加在一起，我们得到以下的功率流P(r,β)=3VCV2of(1-rcos(β)).----(31)]]>这减少了具有β＝0的降压模式的功率流和β＝π的升压模式的功率流。
从公式30和31可知，当在以下情况时，我们还获得有效电流和有效功率项变为零β＝cos-1(1/r). (32)由于第二电流项不是零，因此我们仅引出无功功率且全部三个电容器中的总能量未改变。这实现了一静态VAR补偿器的操作。
每相的无功功率项由下式给出Qf=-2CVo2f(2sin(β)sinsin(ωt)cos(ωt))----(33)]]>另外，该控制和性能被获得而没有产生諧波。图17示出了作为从0至2.0的r的以范围的函数的有效功率流。一负功率流构成了该功率的反转。它允许双向功率流控制。我们看到对于零相位角，功率可以从零至一的剩余电压比被完全控制。当剩余r变大时，功率以相反方向流动。在相位角为180度时，输出在理论上可被升压到任何值。
图18示出了作为相位角的函数的无功功率流。具有相同的剩余能量，我们可通过选择重分布角β，从全超前跳到全滞后无功功率控制。问题是为何控制该无功功率是重要的。重要的原因之一是对于可能要求瞬时功率输出的旋转感应机器，例如以发电机或飞轮电机，形成电压和达到满功率将要花费长的时间。然而，如果我们预想到引出高功率而将无功功率注入该机器，满输出功率可被瞬时引出。如果在该机器的绕组中没有无功功率流动，我们具有使用来自另一电源，例如电池的功率以在几个周期中形成无功功率的选择，且这样获得了得到来自感应发电机的有效输出功率的快速斜升的能力。
因为相位角和剩余/初始电压比r是用于有效和无功功率的控制因数，在图19中，有效功率被绘制为无功功率的一函数。可看到，通过选择适当的r和β值，我们可同时获得任何有效和无功功率流控制。r＝0处的点(0，1)代表正常的操作模式，其中用过反向变换器频率来控制功率通过量。直线向上的移动代表β＝π的升压模式，向下移动代表β＝0的降压模式移动。沿x轴的移动，我们仅获得无功功率流控制的条件。这对应于公式33的解。图19给出了用于从或者一发电机或者任何其它的多终端系统引出的期望的输入功率的输入功率流控制。参数r和相位角β对应于在内部反向变换器电容器上的电压和相位构造。这允许由负载所指示的期望的通过功率的连续控制且还允许同时从发电机引出无功功率以获得最佳操作条件。电功率设备的操作员有设置发电机激励电压以匹配发电机相位角和提供电网的无功功率需求的选择。这不是对于一感应发电机的情况，对于感应发电机的情况，期望将负载与发电机匹配以优化性能，因为感应发电机不具有可调节能力。在该操作模式下，变换器的输入端也被操作为一可控制的VAR发电机。
一AC-AC功率变换器或一DC-AC反向变换器的输出端与AC-AC功率变换器的输入或AC-DC变换器的输入类似地操作。相同的情况动态施加，但电容器电压必须高于输出线路电压以实现一正的功率转移。如果让r等于初始电容器电压，被归一化到输出线路电压，获得一类似的曲线。我们还定义角度α是输出相位角和电容器分布角之间的角度且然后可生成一有效和无功功率转移曲线。图20示出了各种初始值R的有效和无功功率转移的曲线。仅有效功率流为正的该曲线的部分是感兴趣的；然而，其它部分也可应用于双向流动。这是与围绕x轴倒转的图19的曲线相同。
在正y轴上，对于R＝1的相位角α为零且没有功率被转移。在R＝2和α＝0，满功率被转移，所有能量被放电。当电容器电压增大时，转移线性地增大而存储的能量随着电压即V的平方而增高。能量差保持为该电容器上的剩余电压且可被用作为下一充电周期的初始条件。对于r＞2，电容器中的剩余电压将是初始电压的相反值。对于1＞r＞2，满电容器能量转移在能量方面是不可能的且剩余电压将具有与初始电压相同的极性。该剩余电压在下一充电周期上引出附加能量中可起作用，得到一更高的电压以允许一增大的功率转移。
对于有效功率＞1的操作可使用单向传动操作而被修改。当电容器电压达到零和在任何后来的时间，可防止或停止电容器的再充电，且输出电感器中的能量可被完全转移给输出终端。通过在正确时间触发，我们可选择一剩余电压和初始能量用于下一排定的充电周期。这给了我们期望的通过功率控制和输入无功功率控制能力。
由于很少有负载是纯电阻的，实践中通过以特定角度α重新分布先前充电周期剩下的总能量，来传送有效和无功功率。该角度对应于相对于正y轴测量的角度且在逆时针方向上增大。当角度增大时，无功功率增大而有效功率通过量降低。有两点处有效功率为零且反向变换器将仅产生具有超前和滞后相位角的无功功率。充电周期和放电周期两者的操作需要被协调。可以实时控制来执行该操作的控制。然而，通过使用预先计算的参考表，所需的计算量被明显地减少了。优化的控制架构是须经控制算法、计算机和选择的操作要求的复杂性的选择。XIV.具有其它电路拓扑的DSCI操作该RCTA和DSCI方法是通用的且可被用于多个能量存储装置，如图11所示，或用于以变压器，如图9和10所示。该RCTA和DSCI方法可被用作为这些混合电路的输入或输出的一部分。实际上，该RCTA和DSCI方法可以是任何传输线路或脉冲形成电路的充电源。类似地，RCTA和DSCI方法可与多个电压倍增器/分压器结合使用，或者直接地或者通过磁耦合器件充电这些装置。该能量存储装置可以是如图1中的单个电容器，采用图10的串连耦合的构造，或者由与其它无源及有源电和电子器件集成的多个电容器组成。
该DSCI拓扑的有吸引力的特征是它可与许多电压倍增电路组合。当电压倍增器电路明显地使AC输入波形失真时，该RCTA以单位或选择的功率因数引出无諧波功率。而且该DSCI电路以更高的频率将功率传输给倍增电路且因此利用了更多的电倍增器电路元件，这样减小了对于一给定功率水平的这样一电路的重量和体积要求。无諧波功率输入和高元件利用率的组合使得DSCI修改的电压倍增器可应用于更高的功率应用。
实践中重要的是DSCI电路拓扑和如被授权的或待审的Limpaecher专利中所述的电路的集成。该DSCI可以是这些电路中的充电或放电操作的部分。它也可被使用作为中间装置周期操作的部分。
与要求固态开关的触发的使用DSCI电路拓扑的装置相反，该技术是相对先进且是模拟、数字的一接近不限制的组合，或混合控制电路可被选择。对于大多数应用来说，期望监视输入、输出和详细的电路操作状态以优化性能及如果故障发生，采取修正动作。附加的通信是期望的以允许遥控操作状态报告。XV.换向控制对于图1所示的电路的三项充电和放电周期，仅一闸流晶体管将具有一完整的半正弦波。最大的dI/dt是在该半正弦波的开始和结束并被给予ωIo。对于1kA的最大电流幅值Io和250μs谐振充电周期，dI/dt＝12.6A/μs。这在具有最大dI/dt为500μs，一建议的重复性的dI/dt为200μs的闸流晶体管内是良好的。其它两传导闸流晶体管的电流是一段相同的正弦波，且图8的电流轨迹表明在t’1瞬时将传导从一闸流晶体管转移至另一闸流晶体管。这得到了可损坏闸流晶体管且增大闸流晶体管损耗的高启通和关断dI/dt。我们在实验中通过安装换向电感器Lm而已控制在AC-DC和DC-AC变换中的闸流晶体管换向。
对于每个输出相位，一小的换向电感器Lm被安装在闸流晶体管组件和输出滤波电容器之间。这些电感器通常在数量级上是输出电感器Lb的20％且在所有的时间它们两者是谐振放电电路的部分。具有这些安装的电感器，换向dI/dt被给定为ΔV/(2Lm)，其中ΔV是在换向过程中包含的输出电容器上的两电压之间的电压差。控制系统需要将换向时间考虑在内并早于换向周期的一半触发最后闸流晶体管。该预触发时间简单地是tpr＝Lm×Idc/ΔV，其中Idc是在换向时间的放电电流。使用该方法要求容易将dI/dt限制到50A/μs的小电感器。
通过串连一小电感器，该单向传动闸流晶体管的dI/dt也可被限制。具有经常为该全幅值的一小部分的单向传动电流，该换向电感器可以更小。而且，最好选择更接近于该重复脉冲化闸流晶体管规格的最大dI/dt的一闸流晶体管dI/dt以限制电容器Co的电压反转。该单向传动电路电感的dI/dt和闸流晶体管关断延迟导致该电容器Co的一给定电压反转。这是不可忽略的，如果在控制算法中将这些影响考虑在内，也不会构成问题。XVI.控制为控制通过量，我们已论及反向变换器频率控制和剩余电压控制。通过频率控制，功率或电流的通过量通过提高能量率或者每充电交换周期发生的充电交换而被增大。典型地，由脉冲间持续时间划分，连续放电操作之间的时间的每充电周期的能量，实现了期望的功率输出量。
另一方面，剩余电压控制允许控制下一充电交换操作上的能量或充电交换的数量。因此该剩余电压控制允许控制每充电周期的电荷能量以使功率通过量在任何反向变换器频率可通过剩余电压被控制。
两操作模式可被组合以获得最大的灵活控制能力。该控制操作可以不是断开开关的固态器件执行且该操作可以分类为“软切换”，其中在零电流发生启通和关断。该软切换操作通常减少切换损耗，消除了缓冲要求，并减少了该电路和这些开关的dI/dt要求。这允许使用经证明和高度开发的、与市场上或开发中的任何开关相比、具有较高工作电压、较高工作电流额定值和较低损耗、较低价格标签及较高的经证明的可靠性的闸流晶体管。具有断开和关闭能力的开关可替换一电路中的任何开关操作作为一闸刀开关操作功能。实际上将有一应用这些开关可被期望获得较高的速度、附加的控制灵活性和更快的开关恢复。
该控制不限于频率或剩余电压控制。本领域的熟练技术人员将理解如果直接用输入开关控制充电交换操作，可在任何描述的电路中获得附加的控制。采用输入能量或充电交换量的控制，功率或电流流动也可被控制。该种控制在大多数情况中要求使用控制的断开开关且不会导致“软切换”操作。然而附加的控制灵活性和其它有益的操作将导致附加输入开关部分控制的优先选择。
为控制该操作，要求一控制器，该控制器监视输入和输出终端还有变换器电压和电流条件，以正确地操作这些开关。该控制功能可通过例如模拟电路、数字控制器或者微处理器来执行。一优选的实施例是使用集成有一数字查找表的一可编程逻辑器件(PLD)。这些查找表可包含可由该PLD使用的大多数关键定时。该微处理器可被使用用于监视该操作并测量这些输入和输出模拟参数。这样一微处理器可执行实时控制的所有计算，然而大多数操作可被存储在该查找表中。该查找表中的数据可采用一多维表的形式和采用例如可被使用以生成该些查找表值的一多项式的系数的形式。
该充电周期的正确操作取决于一单个开关的正确定时。一旦该充电周期被完成，该处理器可精确地确定该触发事件的误差。类似于放电操作，正确定时主要取决于触发的第三输出开关，另外正确的剩余电压取决于该单向传动开关的正确触发。一旦该放电被完成，该微处理器可根据测量的电荷转移和剩余电容器电压，计算两开关操作的误差。在实践中，该精确性能可能难以计算提前时间且可能随着无源功率元件的温度影响和延迟以及有效开关改变的其他参数而变化。该微处理器可监视该性能并修改存储的查找表以在一连续的基础上有效地使输入、输出和内部变换器操作条件中的变化的误差最小化，实时地生成一具有比存储内容的分辨率高得多的分辨率的重定义的查找表。
尽管参照一优选实施例对本发明进行了描述，对于本领域的熟练技术人员而言，对其的修改是显见的。因此，本发明的范围将通过参照后附的权利要求而被确定。
权利要求
1.一种在一电荷存储装置和具有多个第一节点的第一功率终端之间转移电荷的方法，所述方法包括通过一感应部分在该电荷存储装置和该多个第一节点的第一个第一节点之间交换电荷；当在该电荷存储装置和该第一个第一节点之间已交换了预定的电荷时，由该多个第一节点的第二个第一节点替换该第一个第一节点；及通过该感应部分在该电荷存储装置和该第二个第一节点之间交换电荷。
2.根据权利要求1的方法，其中一第二功率终端具有多个第二节点，该方法还包括通过该感应部分在该电荷存储装置和该多个第二节点的第一个第二节点之间交换电荷；当在该电荷存储装置和该第一个第二节点之间已交换了预定的电荷时，由该多个第二节点的第二个第二节点替换该第一个第二节点；及通过该感应部分在该电荷存储装置和该第二个第二节点之间交换电荷。
3.根据权利要求2的方法，还包括将该第二功率终端构成为一AC功率终端；及将该第二终端构成为一AC功率终端。
4.根据权利要求2的方法，还包括将该第一功率终端构成为一AC功率终端；及将该第二功率终端构成为一DC功率终端。
5.根据权利要求2的方法，还包括将该第一功率终端构成为一DC功率终端；及将该第二功率终端构成为一DC功率终端。
6.根据权利要求2的方法，其中多个功率终端包括该第一功率终端和第二功率终端，其中在该电荷存储装置和第一功率终端之间的充电交换可发生在该多个功率终端的任一和该电荷存储装置之间；及在该电荷存储装置和第二功率终端之间的充电交换可发生在该多个功率终端的任一和该电荷存储装置之间。
7.根据权利要求2，其中该第一功率终端和第二功率终端是相同的功率终端。
8.根据权利要求2的方法，其中用在该电荷存储装置和该第二功率终端之间的充电交换来替换在该电荷存储装置和该第一功率终端之间的充电交换。
9.根据权利要求2的方法，其中同时在该电荷存储装置和该第一功率终端之间交换电荷和在该电荷存储装置和该第二功率终端之间交换电荷。
10.根据权利要求1的方法，其中该电荷存储装置包括多个电容器。
11.根据权利要求1的方法，其中该电荷存储装置包括单个电容器。
12.根据权利要求1的方法，其中该感应部分包括多个电感器。
13.根据权利要求1的方法，其中该感应部分包括单个电感器。
14.根据权利要求1的方法，其中该感应部分包括一单相变压器的绕组。
15.根据权利要求1的方法，其中在该电荷存储装置和该第一个第一节点之间交换的预定电荷与在该电荷存储装置和第二个第一节点之间交换的电荷的比例等于从该第一个第一节点和该第二个第一节点引出的电流的比例。
16.根据权利要求2的方法，其中在该电荷存储装置和该第一个第二节点之间交换的预定电荷与在该电荷存储装置和第二个第二节点之间交换的电荷的比例等于注入该第一个第二节点和该第二个第二节点的电流的比例。
17.一种电荷转移设备，包括一感应部分一电荷存储装置，被耦合至该感应部分以与该感应部分形成一谐振电路；第一功率终端，具有多个第一节点；多个第一开关，将该第一功率终端与该谐振电路相耦合；及一控制单元，用于控制该多个第一开关的操作以在该多个第一节点的一第一节点和该能量存储元件之间交换第一预定量的电荷且在该多个第一节点的一第二节点和该能量存储元件之间交换第二预定量的电荷，其中在该电荷存储装置和该第一节点之间交换的第一预定量的电荷与在该电荷存储装置和该第二节点之间交换的第二预定量的电荷的比例等于从该第一节点和第二节点引出的电流的比例。
18.一种电荷转移设备，包括一感应部分一电荷存储装置，被耦合至该感应部分以与该感应部分形成一谐振电路；第一功率终端，具有多个第一节点；多个第一开关，将该第一功率终端与该谐振电路相耦合；及一控制单元，用于控制该多个第一开关的操作以在该多个第一节点的一第一节点和该电荷存储装置之间交换第一预定量的电荷且在该多个第一节点的一第二节点和该电荷存储装置之间交换第二预定量的电荷，其中在该电荷存储装置和该第一节点之间交换的第一预定量的电荷与在该电荷存储装置和该第二节点之间交换的第二预定量的电荷的比例等于从该第一节点和第二节点引出的电流的比例；第二功率终端，具有多个第二节点；及多个第二开关，耦合该第二功率终端和该谐振电路；及一控制单元，用于控制该多个第二开关的操作以在该多个第二节点的第一个第二节点和该电荷存储装置之间交换第三预定量的电荷且在该多个第二节点的第二个第二节点和该电荷存储装置之间交换第四预定量的电荷，其中在该电荷存储装置和第一个第二节点之间交换的第三预定量的电荷与在该电荷存储装置和第二个第二节点之间交换的第四预定量的电荷的比例等于注入该第一节点和第二节点的电流的比例。
19.根据权利要求18的电荷转移设备，其中从该第一功率终端转移到该电荷存储装置的电荷被交替地跟随有从该电荷存储装置转移至该第二功率终端的电荷。
20.根据权利要求18的电荷转移设备，其中该第一功率终端被构成以接收一多相功率供应且该第二功率终端被构成以提供一多相功率负载。
21.根据权利要求18的电荷转移设备，其中该控制单元操作该多个第二开关以重构该第二功率终端上的AC波形。
22.根据权利要求18的电荷转移设备，其中该第一功率终端被构成以接收一多相AC功率供应且该第二功率终端被构成以提供一DC负载。
23.根据权利要求18的电荷转移设备，其中该第一功率终端被构成以接收一DC功率供应且该第二功率终端被构成以提供一多相AC功率负载。
24.根据权利要求18的电荷转移设备，其中该第一功率终端被构成以接收一DC功率供应且该第二功率终端被构成以提供一DC功率负载。
25.根据权利要求18的电荷转移设备，其中该第一功率终端被构成以接收一多相AC功率供应，且该控制单元操作该多个第二开关以产生以一傅里叶级数描述的平均电流。
26.根据权利要求25的电荷转移设备，其中该傅里叶分量之一是使得该平均电流与该多相AC功率供应的电压同相。
27.根据权利要求25的电荷转移设备，其中该傅里叶分量之一是使得该平均电流与该多相AC功率供应的电压相差90电角度的相位。
28.根据权利要求25的电荷转移设备，其中该傅里叶分量是多相AC功率供应的基频的一谐波以使该平均电流产生一谐波电流分量。
29.根据权利要求18的电荷转移设备，其中该第一功率终端和该第二功率终端是相同的且被耦合至一AC电网，且该控制单元操作该多个第一开关和该多个第二开关以控制该AC电网的无功电流。
30.根据权利要求18的电荷转移设备，还包括一跨接该电荷存储装置的单向传动开关，其中该控制单元操作该单向传动开关以控制该电荷存储装置的剩余电压。
31.一种用于将能量从具有多个输入节点的一输入终端直接转移至具有多个输出节点的一输出终端的电荷转移设备，所述电荷转移设备包括与这些输入节点耦合的多个输入开关；与这些输出节点耦合的多个输出开关；在该多个输入开关和该多个输出开关之间串连耦合的一电荷存储装置；与该电荷存储装置串连耦合的一感应部分以使该感应部分和该电荷存储装置形成一串联谐振电路；及一控制单元，用于操作该多个输入开关和该多个输出开关，其中该控制单元同时启通两输入开关和两输出开关以在两输入节点和两输出节点之间形成与该感应部分和该电荷存储装置的串连连接，且当从两输入节点之一抽取预定量的电荷时，该控制单元启通一第三输入开关，且当将足够的电荷注入该两输出节点之一时，该控制单元启通一第三输出开关。
32.根据权利要求31的电荷转移设备，还包括一跨接该感应部分的单向传动开关，其中该控制单元操作该单向传动开关以使得该感应部分中的剩余能量转移至该输出终端。
33.根据权利要求31的电荷转移设备，其中该控制单元操作该多个输入开关和该多个输出开关以将电荷从该输入终端转移至该输出终端，且在后继的充电/放电周期上，反转该电荷存储装置上的电压极性。
34.根据权利要求31的电荷转移设备，其中该输入终端被构成以接收一AC电源且该输出终端被构成以提供一AC负载。
35.根据权利要求31的电荷转移设备，其中该控制单元操作该多个输入开关和该多个输出开关以重构在该输出终端的AC波形。
36.根据权利要求31的电荷转移设备，其中该输入终端被构成以接收一AC电源且该输出终端被构成以提供一DC负载。
37.根据权利要求31的电荷转移设备，其中该输入终端被构成以接收一DC电源且该输出终端被构成以提供一AC负载。
38.根据权利要求31的电荷转移设备，其中该输入终端被构成以接收一DC电源且该输出终端被构成以提供一DC负载。
39.根据权利要求31的电荷转移设备，其中该感应元件是一具有耦合至该电荷存储装置的初级绕组和耦合至多个输出开关的次级绕组的单相变压器。
40.根据权利要求39的电荷转移设备，其中该单相变压器是一隔离变压器。
41.根据权利要求39的电荷转移设备，其中该单相变压器是一自耦变压器。
42.一种用于将能量从具有多个输入节点的一输入终端转移至具有多个输出节点的一输出终端的电子变压器电路，所述电子变压器电路包括与输入节点耦合的多个输入开关；与该多个输入开关耦合的一感应部分；与该感应部分串连耦合的一电荷存储装置；具有一初级绕组和一次级绕组的一单相变压器，该初级绕组与该电荷存储装置并联耦合；多个输出开关，该次级绕组与该多个输出开关串联耦合；及一控制单元，用于操作该多个输入开关和该多个输出开关，其中该控制单元交替地启通该多个输入开关将电荷从该输入终端转移至该电荷存储装置，且启通该多个输出开关以通过该单相变压器将电荷从该电荷存储装置转移至该输出终端。
43.根据权利要求42的电子变压器，还包括一与该电荷存储装置并联耦合的一转接开关。
44.根据权利要求42的电子变压器，其中该输入终端被构成以接收一多相AC电源，且该控制器首先启通两输入开关且，当从该两输入节点之一引出预定的电荷时，该控制器启通一第三输入开关。
45.根据权利要求42的电子变压器，其中该输入终端被构成以提供一多相AC终端，且该控制器首先启通这些输出开关中的两个且，当足够的电荷被转移至这些输出节点之一时，该控制器启通一第三输出开关。
46.根据权利要求42的电子变压器，其中该输入终端被构成为一DC功率终端。
47.根据权利要求42的电子变压器，其中该输出终端被构成为一DC功率终端。
48.根据权利要求42的电子变压器，还包括跨接该电荷存储装置的一单向传动开关，且该控制单元在电荷从该电荷存储装置转移至该输出终端期间控制该电荷存储装置上的剩余电压。
49.根据权利要求42的电子变压器，其中该单相变压器是一隔离变压器。
50.根据权利要求42的电子变压器，其中该单相变压器是一自耦变压器。
51.根据权利要求42的电子变压器，其中该单相变压器是一升压变压器。
52.根据权利要求42的电子变压器，其中该单相变压器是一降压变压器。
全文摘要
一种在一电荷存储装置(25)和具有多个第一节点的第一功率终端(11)之间转移电荷的设备及其方法,所述方法通过一感应部分在该电荷存储装置和该多个第一节点的第一个第一节点之间交换电荷;并当在该电荷存储装置和该第一个第一节点之间已交换了预定的电荷时,由该多个第一节点的第二个第一节点替换该第一个第一节点:及通过该感应部分在该电荷存储装置和该第二个第一节点之间交换电荷。较佳地,在电荷存储装置和第一个第一节点之间交换地电荷和该电荷存储装置和该第二个第一节点之间交换地电荷地比例等于从该第一个第一节点和该第二个第一节点引出地电流的比例。也可使用类似的方法在该电荷存储装置和一第二功率终端(12)之间交换电荷。
文档编号H02M5/27GK1360727SQ00808724
公开日2002年7月24日 申请日期2000年6月9日 优先权日1999年6月10日
发明者鲁道夫·林帕埃克尔, 埃里克·R·林帕埃克尔 申请人:鲁道夫·林帕埃克尔, 埃里克·R·林帕埃克尔