专利名称：抑制变压器直流磁偏的方法及控制器的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及功率变换领域，特别是涉及需要抑制功率变压器直流磁偏的系统，以及采用该系统和方法的变换器。
(2)背景技术功率变换电路往往是将特定的输入电压波形转换为指定的输出电压波形。在很多应用场合中，需要将输入的直流电压转换为需要的输出直流电压，该输出电压可以高于或者低于输入电压。该类变换器典型的应用就是通讯电源和电脑电源。
当前变换器常常应用的一种全桥电路结构系统(如图1所示)，它采用四个可控的功率开关元件(Q1~Q4，常常为MOSFET)，一个功率变压器(T1，通常是隔离变压器)，输出整流单元和输出滤波器(Lf和Co)。当然还有一个控制器用于控制四个可控开关。
全桥变换器工作时，两个斜对角的开关对依次导通特定的占空比(dutyratio)，就将交流电压加到了变压器初级的绕组上。当交流电压传递到变压器次级，再通过整流单元和输出滤波器，又将交流电压变成了需要的直流电压。当输入直流电压变化和输出电流变化时，控制器监视输出电压，调节斜对角的开关对的占空比，调节了变压器处理的交流分量有效值的大小，最终实现输出电压的调节。
然而，由于控制系统的偏差，很容易产生伏特-秒(volt-sec)不平衡的现象，其结果就是变压器需要忍受直流磁偏。伏特-秒(volt-sec)不平衡意味着存在直流电压分量加在变压器的铁芯上。可控开关的控制信号的占空比的差别以及可控开关的导通电压降不对称等等因素都会影响伏特-秒(volt-sec)不平衡。数个开关周期以后，不断增加的磁通会引起变压器饱和，最后导致该功率变换器失效。
全桥电路结构系统的输出整流单元往往会采用常用的全波整流的方式，该整流方式的优点是只需要一个输出电感，而且次级产生的直流分量基本可以忽略。在输出电流不是非常大时往往应用很广。
习知技术中，为解决该类全桥电路结构中存在的直流分量问题，常常采用在变压器初级串联隔离直流电容的方法，如图2所示。图中Cb为隔离直流电容；变压器次级的电路在图中未显示。它的原理是假如不存在Cb时变压器初级有直流分量，那么有Cb时，Cb上面就会产生直流电压，该直流电压的效果就能抵消初级的直流电流。简单来看，就是电容上面在稳态时不会有直流的电流，不然电容电压就会无限升高，所以与其串联的变压器初级也不会有直流分量。该方案的优点是特别简单易行，而且更可靠。但是它的缺点就是如果要保证电路原有的特性，要求Cb上的电压要尽可能小，这意味着该隔离直流电容的容值要比较大，这增加了电路的复杂程度和系统的成本，而且增加了系统的体积，阻碍了变换器功率密度的提高。当然，在一些应用场合也可以适当减小该电容，不过在某一些场合，该电容会有别的一些负面影响，如在常见的移相全桥电路中，通过分析可以知道该电容上的直流电压会使电路软开关条件不一致。在特定的条件下还有可能使系统过热而损坏。
除了用隔离直流电容去除变压器初级直流分量的方案以外，还有一种方案在原理上也是可行的。因为直流分量会导致变压器偏磁而饱和，变压器饱和的结果是使得初级的电流显著增大，最后初级的功率开关元件会损坏。所以，有一种方案就是仅仅将变压器的气隙加大，这样变压器就可以忍受较大的直流电流而不容易饱和，这样电路中的开关器件也不会因为过流而损坏了。但是该方案中气隙的引入会减小变压器的激磁电感，进而增大变压器中的激磁电流。这会导致变压器初级的铜损增加，也等效于变压器初级绕组的交流阻抗增加。最终导致变换器的效率不高。可以看到，高效率要求小的气隙，但是小的气隙会使变压器更容易饱和。
(3)发明内容本发明的目的是提供一种抑制变压器直流磁偏的方法及系统，以及应用该方法和系统的功率变换器，主要用于抑制该变压器初级电流的直流分量，从而防止变压器由于直流偏磁而饱和。
根据本发明的第一构想，本发明提供一种抑制变压器直流磁偏控制器，包含一信号检测器、一积分器、一合成器、一控制回路的误差放大器以及一脉宽调变比较器。该信号检测器，用以检测变压器的电流，产生一电流信号。该积分器，电连接该信号检测器，将该电流信号积分输出提供一积分信号。该合成器，电连接该积分器与一斜坡补偿信号，将该积分信号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号。该控制回路的误差放大器，提供一误差放大信号。以及，该脉宽调变比较器，电连接该控制回路误差放大器与该合成器，将该误差放大号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
根据上述的构想，其中该变压器的电流是为该变压器的初级电流。
根据上述的构想，其中该控制回路是为一电压控制回路以及电流控制回路二者之一。
根据上述的构想，其中该斜坡补偿信号是为一锯齿波。
根据上述的构想，其中该合成器是为一加法器。
根据上述的构想，该抑制变压器直流磁偏控制器是应用在一功率变换器。
根据本发明的第二构想，本发明提供一种抑制变压器直流磁偏控制器，包含一信号检测器、一积分器、一控制回路的误差放大器、一合成器以及一脉宽调变比较器。该信号检测器，用以检测变压器的电流。该积分器，电连接该信号检测器，将该变压器初级的电流积分输出提供一积分信号。该控制回路的误差放大器，提供一误差放大信号。该合成器，电连接该误差放大器与一斜坡补偿信号，将该误差放大号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号。以及，该脉宽调变比较器，电连接该积分器与该合成器，将该积分信号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
根据上述的构想，其中该变压器的电流是为该变压器的初级电流。
根据上述的构想，其中该控制回路是为一电压控制回路以及电流控制回路二者之一。
根据上述的构想，其中该斜坡补偿信号是为一锯齿波。
根据上述的构想，其中该合成器是为一减法器。
根据上述的构想，该抑制变压器直流磁偏控制器是应用在一功率变换器。
根据本发明的第三构想，本发明提供一种抑制变压器直流磁偏的方法，包含检测一变压器的电流，产生一电流信号；将该电流信号积分输出提供一积分信号；提供一斜坡补偿信号将该积分信号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号；提供一控制回路的误差放大信号；以及将该误差放大号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
根据本发明的第四构想，本发明提供一种抑制变压器直流磁偏的方法，包含检测一变压器的电流，产生一电流信号；将该电流信号积分输出提供一积分信号；提供一控制回路的误差放大信号；将该误差放大号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号；以及将该积分信号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
本发明得藉由以下列附图与详细说明，而可获得一更深入的了解。
(4)
图1是为一典型无隔离直流电容的全桥电路示意图；图2是为一典型串联隔离直流电容的全桥电路示意图；图3是为本发明较佳实施例的直流分量抑制控制方块图；图4是为对应图3控制方块图的无直流分量时该控制各点波形示意图；图5用以分析本发明对直流分量抑制过程的波形示意图；以及图6是为本发明在移相全桥变换器中的应用实例，其中图6(a)为变换器初级主电路结构，图6(b)为控制电路的具体实现。
(5)具体实施方式
本发明的原理是通过瞬态电流检测得到对应变压器初级的直流分量信号，通过快速处理，瞬态对功率开关元件的占空比进行调节，从而抑制变压器初级的直流分量。
本发明的工作原理分析如下图3是本发明较佳实施例的直流分量抑制控制方块图。图中A信号是采样结果(或部分采样结果)预处理后的信号。它基本能够体现变压器初级电流的正负不对称。B信号是将A信号积分处理后的结果，它与补偿信号C的和(D信号)与传统电路的控制回路的误差运算放大器输出E进行比较，比较器输出F会决定变换器功率输出的占空比。由于全桥变换器功率输出的频率通常为功率开关元件开关频率的两倍，对应一个变换器开关周期内的两次功率输出，变压器初级的电流是一正一负的。所以只要调节在变换器开关周期内的两次功率输出的占空比，就能够有效控制初级电流的直流分量。补充说明一下图中的G信号是积分器的一个重置信号(reset signal)，它使积分器处于积分起始点，该信号是一个窄脉冲信号，可以为两倍的开关频率。图中是将B，C信号的和与E进行比较；其实将E，C信号的差与B比较也是一样的，将E，B信号的差与C比较也是一样。
为进一步分析图3所示的控制抑制直流分量的原理，有必要先看看无直流分量时该控制各点的典型波形，如图4所示(注图4仅仅是本控制方块图对应的典型波形，实际应用时由于控制上的差异，也存在不同)。图中ip为变压器初级的电流波形，这里以移相全桥电路的初级电流波形为例(开关周期T为t0~t4)，正常工作时不希望它有直流分量。波形A，B，C，D，E，F，G分别与图3所示的信号对应。波形A(实线)是ip波形绝对值的一部分(因为采样信号可以是电流，可以是完全采样也可以是部分采样，波形预处理单元最后会输出希望的波形)。波形B是积分单元对波形A积分处理的结果，参考重置信号波形G，可以看出波形B总是在特定的时刻被有效的重置，电位降到0(实际应用时也可以是某一特定电位。波形C是锯齿补偿波形，它能使系统在空载时工作稳定，实际应用时波形最小值也不一定是0。波形D是波形B和波形C的和(实际应用时可以是加权求和的结果)。波形E是误差放大器的输出，往往是功率变换器电压回路或电流回路对应的误差放大器。波形F是波形D和波形E比较的结果，它会送到控制电路的其他部分，它的占空比反映了要求的功率输出的占空比。它在时间上与变压器初级的电流对应，如t0~t2时间段波形F的占空比实际决定了该时间段输出功率流的占空比，在图中t0~t1时间段可以理解为移相全桥电路输出功率的时间(实际由于常见的占空比丢失现象，输出功率的时间会略小于该时间段)。
可以看出，在无直流分量时，对称的波形ip最终产生了相等占空比的波形F，说明该控制理论上能够正常工作。
但是，在图1所示的典型应用中，在无隔离直流电容的情况下，由于控制电路的误差，驱动电路的延时，主功率开关元件的不对称，初级电流的直流分量问题常常很严重，特别是在变压器激磁电感很小时。在原来的控制电路中加入图3所示的直流分量抑制控制后，情况就马上不同了，该控制是根据实际的电流采样波形来判断直流分量的存在，并且将回应的快速性和干扰的强抑制性相结合，能够非常有效的抑制变压器初级电流的直流分量。下面结合图5的波形来分析该发明对直流分量的抑制过程。
图5的各波形定义与图4的波形对应，它反映了变压器初级存在直流分量时该控制方案是如何起作用的。当波形ip存在直流分量时，图中体现为波形的正负不对称。波形A会随的变化，会反映出ip的电流不对称，图中波形在一个开关周期内的两个波头高低不一样，那个波头高对应于此时初级电流在某方向上偏高。图中很容易看出波形B是对波形A的积分，积分电压也存在高低不同的情况。在锯齿波补偿电压波形C不变的情况下，波形B和C的和D也会产生高低起伏的情况。波形D再与误差放大器的输出信号E比较，产生功率输出的占空比，如波形F所示。将波形F与波形A对应起来观察，同时参考图4所示的工作状态，容易看出，当初级电流一旦出现直流分量，输出功率的占空比马上就会自动调节，那个方向存在直流分量，对应的方向的输出功率的占空比就会减小，而另一个方向上的占空比会增加，这样初级的直流分量就得到了快速抑制。补充说明一点，在该控制器实际工作时，图5所示的波形可能是不存在的，因为波形ip应该和波形F在时间上同步，同步后更能够表示出该控制的快速性，在半个变换器的开关周期内，输出功率的占空比就能够根据初级电流进行调节。在图中的所以没有表示为同步，只是为了便于说明问题，让波形F的变化趋势更加容易观察。
本发明还有一点独特的处就是该直流分量抑制控制对于干扰的抑制能力很强，它实现在积分型的控制，举例来说，若初级电流存在尖峰或毛刺，简单处理后的波形A也往往会有尖峰，如果不采用积分的方法，即采用A，C波形直接相加的方法，在D波形上也会往往存在干扰，这对于变换器的稳定会有一定的影响(以前也有用该类似方式的控制电路。如果为了减小干扰，也可能会采用对信号的滤波，滤波又会带来延时、有效信号丢失等问题。采用积分控制后，对于干扰就具有较强的抑制能力了。实际工作时ip存在常见的次级二极管反向恢复引起的电流尖峰，该控制电路也能正常工作。
上述就是对该发明工作原理的分析。可以看出该直流分量抑制控制回应速度快，而且具有很强的干扰抑制能力。
本发明较佳实施例由于前面的介绍还是比较广泛的介绍，没有涉及到具体电路。该发明针对的是一种积分型的直流分量抑制方法，以及采用该控制方案的变换器及系统，其实施例也相当的多。
图6所示是该发明在移相全桥变换器中的应用实例。其中图6(a)表示的是变换器初级主电路结构，Q1和Q4超前臂，CT1和CT2是两个电流传感器，它们可以采集部分的变压器初级电流。控制电路的具体实现是图6(b)。左边部分是超前臂的电流传感器的具体连接，电流采样的信号最终在电阻Rs上产生图4A所示的电压波形。该电压与稳压管Z1的电压的和加在电阻R2上产生电流ia，它流入通用移相控制芯片UC3875的SLOPE端(镜像电流源输入端)，UC3875的RAMP脚输出电流ib和ia相等，ib会在1/2开关周期内给电容C1充电，RAMP端的放电尖脉冲的频率为两倍开关频率，该尖脉冲会使C1的电压很快下降到零，然后重新开始积分。在C1上得到的电压波形与图4波形D很相似。若Rs上的电压为零，C1上的电压波形就是图4C所示的波形，所以该实施例和图4所示的波形基本上对应。
本发明可应用的实施范围包含如下一采用图3所示的控制框图抑制变压器直流分量属于本发明的范畴，采用该控制方法的变换器以及系统也属于本发明范畴。
1.图3中没有涉及到对电流的采样，而实际电流的采样可以有多种方式，可以实际采样电流也可以采样某些地方的电压来等效处理。
2.图中的积分器可以是纯积分单元，也可以是准积分的形式(如在图6中C1上并联一个电阻后就可以看成准积分的形式)。该积分器的重置脉冲信号可以简单与变换器的开关频率有一定关系，也可以采用更复杂的控制方式。重定后的值也可以不为零。
3.图中的控制回路的误差运放是属于传统的控制电路，它可以属于电压回路，也可以属于电流回路。
4图中的比较器和求和部分可以有多种变形，如E、C的差再与B比较也是该控制部分的合理变形。另外求和或相减可以采用加权的方式，不一定是1∶1的方式。
5比较器输出信号会根据电路的不同送到控制电路的其他部分。
6补偿锯齿波的起点可以是以非零值，其斜率也可以变化，不一定为固定值。从原理上看，该锯齿波也可以通过某一电压或电流信号积分而得到，所以该信号也不一定由图中的该固定位置注入，也可以在信号A上叠加某个信号然后送入积分器而变相得到。
7该图所示的控制可以是模拟的方式，也可以通过数字控制的方式得到。
二在桥式电路中采用该控制方法抑制变压器初级的直流分量属于本发明的范畴。例如图1中表示了该发明在移相全桥电路中的应用。在推挽电路中采用该控制方案也属于本发明的范畴。其他需要对电流中直流分量进行抑制而采用该积分控制方法也属于本发明的范畴。
三本发明可以控制电流的平均值趋近于零，从而抑制直流分量。对于要对电流的平均值精确控制的应用，如只是需要将图3中的波形预处理单元稍加改动即可。
四本发明通常可以直接应用于功率变换领域，特别是需要抑制功率变压器直流磁偏的系统，以及采用该系统和方法的变换器。但是在其他应用领域应用该方案控制电流平均值也属于本发明的范畴。
权利要求
1.一种抑制变压器直流磁偏控制器，包含一信号检测器，用以检测变压器的电流，产生一电流信号；一积分器，电连接该信号检测器，使该电流信号积分输出提供一积分信号；一合成器，电连接该积分器与一斜坡补偿信号，将该积分信号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号；一控制回路的误差放大器，提供一误差放大信号；以及一脉宽调变比较器，电连接该控制回路误差放大器与该合成器，将该误差放大号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
2.如权利要求1所述的抑制变压器直流磁偏控制器，其特征在于该变压器的电流是为该变压器的初级电流。
3.如权利要求1所述的抑制变压器直流磁偏控制器，其特征在于该控制回路是为一电压控制回路以及电流控制回路二者之一。
4.如权利要求1所述的抑制变压器直流磁偏控制器，其特征在于该斜坡补偿信号是为一锯齿波。
5.如权利要求1所述的抑制变压器直流磁偏控制器，其特征在于该合成器是为一加法器。
6.如权利要求1所述的抑制变压器直流磁偏控制器，其特征在于是应用在一功率变换器。
7.一种抑制变压器直流磁偏控制器，包含一信号检测器，用以检测变压器的电流；一积分器，电连接该信号检测器，使该变压器初级的电流积分输出提供一积分信号；一控制回路的误差放大器，提供一误差放大信号；一合成器，电连接该误差放大器与一斜坡补偿信号，使该误差放大号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号；以及一脉宽调变比较器，电连接该积分器与该合成器，将该积分信号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
8.如权利要求7所述的抑制变压器直流磁偏控制器，其特征在于该变压器的电流是为该变压器的初级电流；该控制回路是为一电压控制回路以及电流控制回路二者之一；该斜坡补偿信号是为一锯齿波；该合成器是为一减法器；及/或该抑制变压器直流磁偏控制器是应用在一功率变换器。
9.一种抑制变压器直流磁偏的方法，包含检测一变压器的电流，产生一电流信号；使该电流信号积分输出提供一积分信号；提供一斜坡补偿信号将该积分信号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号；提供一控制回路的误差放大信号；以及将该误差放大号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
10.一种抑制变压器直流磁偏的方法，包含检测一变压器的电流，产生一电流信号；将该电流信号积分输出提供一积分信号；提供一控制回路的误差放大信号；将该误差放大号与该斜坡补偿信号合成产生一合成信号；以及将该积分信号与该合成信号比较输出产生一脉宽调变信号，利用该脉宽调变信号控制该变压器的开关导通与截止，抑制变压器的直流分量。
全文摘要
本发明提出一种抑制变压器直流磁偏的方法及系统，以及应用该方法和系统的功率变换器。该功率变换器输入端是全桥结构，输出为全波整流单元，能量通过变压器从输入侧传递到输出侧。该发明主要用于抑制该变压器初级电流的直流分量，从而防止变压器由于直流偏磁而饱和。在一个典型的应用中，该系统包括(1)电流采样单元用于采集变压器初级的直流分量；(2)与电流采样单元连接的控制器，它根据电流采样调节主电路功率开关元件的工作，从而抑制变压器的直流磁偏。
文档编号H02M7/48GK1592062SQ0315775
公开日2005年3月9日 申请日期2003年8月28日 优先权日2003年8月28日
发明者刘腾, 郭兴宽, 应建平, 曾剑鸿 申请人:台达电子工业股份有限公司