降压型开关调节器及其控制电路、使用了它的电子设备的制作方法

专利名称：降压型开关调节器及其控制电路、使用了它的电子设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及降压型开关调节器，特别涉及同步整流方式的开关调节器 的控制技术。
背景技术：
在近年的便携式电话、PDA ( Personal Digital Assistant:个人数字助 理)、笔记本式个人计算机等各种电子设备中，安装有进行数字信号处理 的微处理器。驱动这样的微处理器所需要的电源电压随着半导体制造工艺 的微细化而降低，有的以1.5V以下的低电压进行工作。
另一方面，这样的电子设备中作为电源，安装有锂离子电池等电池。 从锂离子电池输出的电压在3V ~ 4V左右，若将该电压直接提供给微处理 器，则会产生多余的功耗，所以一般使用降压型的开关调节器、串联调节 器(series regulator )等对电池电压进行降压，在稳压后再提供给微处理器。
降压型的开关调节器有使用整流用的二极管的方式(以下称作二极管整 流方式)、和取代二极管而使用整流用晶体管的方式(以下称作同步整流方 式)。前者具有在流过负载的负载电流较小时能获得高效率的优点，但在控制 电路的外部除输出电感器、输出电容器之外还需要二极管，所以电路面积变 大。后者在提供给负载的电流较小时效率比前者差，但由于取代二极管而使 用晶体管，所以可以集成在LSI的内部，能使包括外围部件在内的电路面积 小型化。便携式电话等电子设备在被要求小型化时，多数情况下采用使用了 整流用晶体管的开关调节器(以下称作同步整流方式开关调节器)。
这里，着眼于上述电子设备所使用的微处理器，在进行运算处理的动 作时，流过一定程度的电流，而在待机时，仅流过微小的电流。图8的(a) 和(b)分别是表示同步整流方式的降压型开关调节器的重负载和轻负载 时的电流的时间波形的图。在该图中，IL表示流过输出电感器的电流(以 下也称作电感器电流IL) , Iout表示负载电流，电感器电流IL的时间平 均值成为负载电流Iout。如图8的(a)所示，在重负载时，由于负载电流
Iout较大，所以电感器电流IL始终为正值。这里，电感器电流IL向负载
流动的方向为正。但是，如图8的(b)所示，在轻负载时，若负载电流 Iout减少，则电感器电流IL如斜线部分那样成为负的，流过输出电感器的 电流IL的方向发生反转。结果，在同步整流方式中，变成在轻负载时电 流从输出电感器经由同步整流用晶体管流向接地。该电流不被提供给负 载，是从输出电容器提供的，所以导致多余地消耗功率。
例如，在专利文献1至3中，公开了根据负载电流切换同步整流方式 与二极管整流方式的开关调节器。在专利文献2、 3所记载的技术中，监 视电感器电流IL,通过在其方向从正反转为负时使同步整流用晶体管截止 来谋求高效率化。
专利文献1 :特开2004 — 32875号公报
专利文献2 :特开2002 — 252971号公报
专利文献3 :特开2003—319643号公报

发明内容
〔本发明所要解决的课题〕
为了检测电感器电流的方向，除了与输出电感器串联设置电阻元件， 监视其两端的电压的方法之外，还考虑监视开关晶体管与同步整流用晶体 管的连接点的电压(以下称作开关电压Vsw)的方法。图9的(a)是表 示轻负载时的开关电压Vsw的时序图。如图9的(a)所示，在轻负载时， 在开关晶体管导通的期间Tpl，开关电压Vsw成为高电平。接下来在同步 整流用晶体管导通的期间Tp2，开关电压Vsw暂时为负电压，并随着电感 器电流IL减少而逐渐上升。之后，在电感器电流IL的方向发生反转的时 刻(以下也称作零交叉点)，开关电压Vsw成为OV。基于此，通过将该 开关电压Vsw与阈值电压Vth-OV进行比较，就能检测出轻负载状态。期 间Tp3表示开关晶体管、同步整流用晶体管都被截止的状态。
对于开关电压Vsw与阈值电压Vth的电压比较， 一般使用比较器。 由于比较器具有有限的响应速度，所以其输出信号在从被比较的2个电压 的大小关系发生变化起经过延迟时间AT后才发生变化。图9的(b)表示 对图9的(a)所示的开关电压Vsw与阈值电压Vth-OV进行比较的比较 器的输出信号Vcmp。这里，输出信号Vcmp在Vsw〉Vth时为高电平，在
Vsw〈Vth时为j氐电平。
在将阈值电压Vth始终固定在0V的情况下，在开关晶体管导通的期间 Tpl,比较器的输出信号Vcmp为高电平。若开关晶体管截止，则变成Vsw <Vth,但比较器的输出信号Vcmp的转变要延迟延迟时间At后成为低电 平。因此，若从开关晶体管截止、同步整流用晶体管导通起到电感器电流 IL的方向发生反转的时间T比延迟时间At短，则比较器无法检测出零交 叉点。
本发明是鉴于这样的课题而完成的，其目的在于提供一种在同步整流方 式的降压型开关调节器中，轻负载时能可靠地检测出电感器电流的方向的反 转的降压型开关调节器及其控制电路。 〔用于解决课题的手段〕
本发明的一个方案涉及同步整流方式的降压型开关调节器的控制电路。 该控制电路包括输出级，包括被串联连接的开关晶体管和同步整流用晶体 管，将两个晶体管的连接点所呈现的开关电压提供给被连接在本控制电路的 外部的开关调节器输出电路；脉沖信号生成电路，生成脉冲信号并控制其占 空比，使得开关调节器的输出电压接近预定的基准电压；驱动电路，基于脉 冲信号，生成要施加到开关晶体管和同步整流用晶体管的栅极的第1、第2 栅极电压；轻负载检测电路，将开关电压与阈值电压进行比较，在开关电压 超过阈值电压时输出预定电平的轻负载检测信号，该阈值电压是与第2栅极 电压同步的电压，且在同步整流用晶体管应截止的期间成为高电平，在同步 整流用晶体管应导通的期间成为低电平。驱动电路在从轻负载检测电路输出 预定电平的轻负载检测信号时，控制第2栅极电压使得同步整流用晶体管强 制性地截止。
根据该方案，由于在开关晶体管导通期间，阈值电压(以下记作Vth)成 为高电平，所以在开关电压(以下记作Vsw)与阈值电压Vth之间成立Vsw 〈Vth。结果，能够在检测电感器电流的的方向的反转(以下也称作零交叉) 之前，使轻负载检测比较器的输出预先转变为与预定电平不同的电平，以备 零交叉的检测，结果是能够可靠地检测出电感器电流的方向的反转。
轻负载检测电路也可以包括阈值电压生成部，生成与第2栅极电压同 步、且在同步整流用晶体管应截止的期间成为高电平、在同步整流用晶体管 应导通的期间成为低电平的阈值电压；轻负载4企测比4交器，将开关电压与阈 值电压进行比较。
阈值电压可以是将第2栅极电压逻辑反转后的信号。另外，阈值电压生 成部也可以包括输入端子与同步整流用晶体管的栅极相连接的反相器，并将 该反相器的输出信号作为阈值电压进行输出。
脉沖信号指示开关晶体管的导通的期间，使同步整流用晶体管强制性地截止。 另外，驱动电路可以包括时钟端子被输入轻负载检测信号、复位端子被输入
与脉冲信号相应的信号、数据端子被输入高电平的D触发器，并在触发器的
输出信号为高电平期间，使同步整流用晶体管强制性地截止。
在轻负载时，若检测出零交叉并使同步整流用晶体管截止，则降压型开 关调节器的输出电压暂时上升。之后，通过向负载流过电流，输出电压下降 至基准电压附近，停止开关动作直到指示开关晶体管的导通。在开关动作被
停止的期间，由于不向开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2的栅极流过驱 动电流，所以能够降低控制电路的消耗电流。
控制电路也可以被一体集成在一个半导体衬底上。所谓"一体集成"， 包括将电路的所有构成要素形成在半导体衬底上的情况，和对电路的主要 构成要素进行一体集成的情况，也可以为调节电路常数而将一部分电阻、 电容器等设置在半导体衬底的外部。
本发明的另一方案是一种降压型开关调节器。该降压型开关调节器包括 开关调节器输出电路，具有一端接地的输出电容器，和一端与输出电容器的 另一端相连接的输出电感器；上述的控制电路，向开关调节器输出电路提供 开关电压；其中，输出输出电容器的另一端的电压。
根据该方案，在与降压型开关调节器相连接的负载的动作状态发生变化 而成为轻负载的情况下，能够可靠地检测出零交叉，停止开关动作，降低电 ^各的消耗电流。
本发明的再一个方案是电子设备。该电子设备包括输出电池电压的电 池；微处理器；上述的降压型开关调节器，将电池电压降压后提供给微处理 器。
根据该方案，在微处理器成为休眠状态、负载电流减少了的情况下，能 够效率良好地进行降压动作，可以谋求电池的长寿命化。
另外，将以上结构要件的任意组合、本发明的结构要件以及表达方式在
方法、装置、系统等之间相互转换的方案，作为本发明的实施方式也是有效 的。
〔发明效果〕
通过本发明的降压型开关调节器及其控制电路，能够在轻负载时可靠地 检测出电感器电流的方向的反转。


图1是表示实施方式的降压型开关调节器的结构的电路图。
图2是表示安装了图1的降压型开关调节器的电子设备的结构的框图。 图3是表示图1的脉沖信号生成电路的结构例的电路图。 图4是表示图1的驱动电路的结构的电路图。
图5的(a) ~ (h)是表示图1的降压型开关调节器的电流、电压波形 的时序图。
图6的(a) ~ (g)是表示图1的降压型开关调节器的电流、电压波形 的时序图。
图7是表示图1的控制电路的变形例的电路图。
图8的(a)和(b)分别是表示同步整流方式的降压型开关调节器的重 负载和轻负载时的电流的时间波形的图。
图9的(a)和(b)是用于说明轻负载状态的检测的时序图。 〔标号说明〕
10脉沖信号生成电路，20驱动电路，22反相器，30 "与"门，34 D 触发器，36反相器，40阈值电压生成部，42轻负载检测比较器，44轻 负载检测电路，100控制电路，102输入端子，120开关调节器输出电路， Ml开关晶体管，M2同步整流用晶体管，Ll输出电感器，Cl输出电容 器，Vgl第l栅极电压，Vg2第2栅极电压，Vth阈值电压，SIG10脉 沖信号，SIG12轻负载检测信号200降压型开关调节器，300电子设备， 310电池，350微处理器。
具体实施例方式
以下，基于优选的实施方式，参照

本发明。对于各附图中所示 的相同或等同的结构要件、部件、处理标注相同的标号，并适当省略重复的
说明。另外，实施方式只是例示，并非限定本发明，实施方式中所记述的所 有特征及其组合，不一定就是本发明的本质特征。
图1是表示实施方式的降压型开关调节器200的结构的电路图。图2 是表示安装了图1的降压型开关调节器200的电子设备300的结构的框图。 电子设备300例如是便携式电话终端、CD播放器、PDA等电池驱动型的 小型信息终端。在以下的实施方式中，以便携式电话终端作为电子设备300 来进行说明。
电子设备300包括电池310、电源装置320、模拟电路330、数字电路340、 微处理器350、 LED360。电池310例如是锂离子电池，输出3-4V程度的电 池电压Vbat。模拟电路330包括功率放大器、天线开关、LNA (Low Noise Amplifier:低噪声放大器)、混频器(mixer )以及PLL ( Phase Locked Loop: 锁相环)等高频电路，包含在电源电压Vcc-3.4V程度下稳定工作的电路块。 另外，数字电路340包括各种DSP (Digital Signal Processor:数字信号处理 器)等，包含在电源电压Vdd=3.4V程度下进行稳定工作的电路块。微处理 器350是统括地控制电子设备300整体的功能块，以电源电压1.5V进行工作。 LED360包括RGB三色的LED ( Light Emitting Diode:发光二极管)，被用于 液晶的背光灯、照明，需要4V以上的驱动电压对其进行驱动。
电源装置320是多通道的开关电源，按每个通道的需要具有对电池电压 Vbat进行降压或者升压的多个开关调节器，向模拟电路330、数字电路340、 微处理器350、 LED360提供合适的电源电压。
本实施方式中图1的降压型开关调节器200，能够很好地适用于向例如以 1.5V进行动作的微处理器350那样的、消耗电流随着动作状态而发生变化的 负载提供稳定的驱动电压的用途。以下，回到图1,详细说明本实施方式的 降压型开关调节器200的结构。
降压型开关调节器200是同步整流方式的降压型开关调节器，包括控制 电路IOO、开关调节器输出电路120。控制电路IOO是被集成在一个半导体衬 底上的LSI芯片，作为开关元件发挥作用的开关晶体管M1、同步整流用晶体 管M2被内置在该控制电路100中。开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2 也可以^^用分立元件，_没置在控制电^各100的外部。
开关调节器输出电路120包括输出电感器L1、输出电容器C1。输出电容 器Cl的一端接地，另一端与输出电感器Ll的一端相连接。输出电感器L1
的另一端与控制电路100相连接。降压型开关调节器200将输出电容器Cl 所呈现的电压作为输出电压Vout输出到未图示的负载。在本实施形式中，负 载相当于图2的微处理器350。
该降压型开关调节器200中，由控制电路IOO控制流过输出电感器 Ll的电流进行能量转换，对输入电压Vin进行降压。降压后的电压通过 输出电容器Cl被平滑化，作为输出电压Vout被提供给与输出端子204相 连接的负载。以下，将流过负载的电流称作负载电流Iout，将流过输出电 感器L1的电流称作电感器电流IL。另外，将电感器电流IL向负载流动的 方向定义为正方向。
作为控制电路100的输入、输出端子，具有输入端子102、开关端子 104、电压反馈端子106。输入端子102与电池310相连4妄，电池电压Vbat 作为输入电压Vin被输入。另外，开关端子104与输出电感器L1相连接， 输出在控制电路100的内部生成的开关电压Vsw。电压反馈端子106是反 馈被施加到负载上的输出电压Vout的端子。
控制电路100包括脉沖信号生成电路10、驱动电路20、开关晶体管Ml、 同步整流用晶体管M2、轻负载检测电路44。
开关晶体管M1是P沟道M0S晶体管，源极与输入端子102相连接，漏 极与开关端子104相连接。开关晶体管M1的背栅极与输入端子102相连接， 在背栅极与漏极之间，存在未图示的体二极管(寄生二极管)。
同步整流用晶体管M2是N沟道MOS晶体管，源极被接地，漏极与开关 晶体管Ml的漏极和开关端子104相连接。另外，同步整流用晶体管M2的 背栅极接地。在同步整流用晶体管M2的背栅极与漏极之间，存在未图示的 体二极管。
开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2被串联连接在要被施加输入电压 Vin的输入端子102与接地之间，将2个晶体管的连接点的电压作为开关电 压Vsw施加到经由开关端子104被连接在本控制电路100的外部的输出电感 器L1的一端。
降压型开关调节器200的输出电压Vout经由电压反馈端子106 ^L输入到 脉冲信号生成电路10。图3是表示脉冲信号生成电路10的结构的电路图。 图3的脉沖信号生成电路IO通过脉冲宽度调制方式控制脉沖信号SIG10的占 空比。脉沖信号生成电路10包括第1电阻R1、第2电阻R2、误差》丈大器12、PWM比较器14、振荡器16。
被反馈到电压反馈端子106的输出电压Vout被第1电阻R1、第2电阻 R2分压。分压后的输出电压Vout' = VoutxR2/ ( Rl + R2 )被输入到误差放大 器12的反相输入端子。误差放大器12的非反相输入端子被输入基准电压 Vref。误差放大器12输出对基准电压Vref与分压后的输出电压Vout'的误差 进行放大后的误差电压Verr。从误差放大器12输出的误差电压Verr被输入到 PWM比较器14的非反相输入端子。
振荡器16输出三角波或锯齿波状的周期电压Vosc,输出到PWM比较器 14的反相输入端子。PWM比较器14对误差电压Verr与周期电压Vosc进行 比较，输出在Verr>Vosc时成为高电平、在Verr<Vosc时成为低电平的脉冲信 号SIGIO。
这样，脉沖信号生成电路10生成脉冲信号SIG10,并控制其占空比使得 降压型开关调节器200的输出电压Vout接近预定的基准电压Vref = Vrefx( Rl + R2 ) /R2。脉冲信号SIG10的占空比规定开关晶体管Ml和同步整流用晶体 管M2的导通时间。
回到图1。驱动电路20基于从脉冲信号生成电路10输出的脉沖信号 SIG10,生成要施加到开关晶体管M1的栅极的第l栅极电压Vgl、和要施加 到同步整流用晶体管M2的栅极的第2栅极电压Vg2。开关晶体管Ml在第1 栅极电压Vgl为低电平时导通，在其为高电平时截止。另外，同步整流用晶 体管M2在第2栅极电压Vg2为高电平时导通，在其为低电平时截止。
驱动电路20基于脉沖信号SIG10的高电平与低电平的占空比设定开 关晶体管M1、同步整流用晶体管M2各自导通的时间之比，使两个晶体 管交替地导通、截止。具体而言，在脉沖信号SIG10为高电平期间使开关 晶体管M1导通、使同步整流用晶体管M2截止，在脉冲信号SIG10为低 电平期间使开关晶体管Ml截止、使同步整流用晶体管M2导通。进而， 驱动电路20也可以为了防止开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2同时 导通而流过贯通电流，在每一个周期设置第l栅极电压Vgl成为高电平、 第2栅极电压Vg2成为低电平的期间(停滞时间)。
轻负载检测电路44包括阈值电压生成部40、轻负载检测比较器42。
阚值电压生成部40生成阈值电压Vth。该阈值电压生成部40是反相器， 其输入端子与同步整流用晶体管M2的栅极相连接。阄值电压生成部40将反
相器的输出信号作为阈值电压Vth输出到轻负载检测比较器42。即，由阈值 电压生成部40生成的阈值电压Vth是与被施加到同步整流用晶体管M2的栅 极的第2栅极电压Vg2同步的电压，在同步整流用晶体管M2应截止的期间 成为高电平，在同步整流用晶体管M2应导通的期间成为低电平。阚值电压 Vth在低电平时成为接地电位OV，在高电平时成为输入电压Vin (=Vbat)。
轻负载检测比较器42的非反相输入端子与开关端子104相连接，被输入 开关电压Vsw。另夕卜，轻负载检测比较器42的反相输入端子与阈值电压生成 部40相连接，被输入阈值电压Vth。轻负载检测比较器42将开关电压Vsw 与阈值电压Vth进行比较，输出在Vsw>Vth时成为高电平、在Vsw<Vth时 成为低电平的轻负载检测信号SIG12。
这样构成的轻负载检测电路44将开关电压Vsw与阈值电压Vth进行比 较，在开关电压Vsw超过阈值电压Vth时输出高电平的轻负载检测信号 SIG12,其中，该阈值电压Vth是与第2栅极电压Vg2同步的电压，在同步 整流用晶体管M2应截止的期间成为高电平，在同步整流用晶体管M2应导 通的期间成为低电平。
驱动电路20在从轻负载检测电路44输出高电平的轻负载检测信号SIG12 时，使第2栅极电压Vg2成为低电平，强制性地使同步整流用晶体管M2截 止。
图4是表示驱动电路20的结构的电路图。驱动电路20包括反相器22， 缓沖器26、 28、 32，"与,，门30, D触发器34，以及反相器36。
反相器22将从脉沖信号生成电路10输出的脉冲信号SIG10的逻辑值反 转。由于驱动开关晶体管M1需要有充足的电流能力，所以反相器22的输出 信号SIG10'由緩沖器26和緩冲器28进行放大。緩冲器28的输出信号作为第 1栅极电压Vgl输出到开关晶体管Ml的栅极。
D触发器34的时钟端子被输入从轻负载检测比较器42输出的轻负载检 测信号SIG12。另外，复位端子与反相器22的输出相连接，被输入将脉沖信 号SIG10反转后的信号SIG10'。另外，数据端子与电源线相连接，被输入高 电平。D触发器34的输出信号SIG14被反相器36反转。"与"门30将反相器 36的输出信号SIG16和反相器22的输出信号SIG10'的逻辑积输出到緩沖器 32。緩冲器32对"与，，门30的输出信号进行放大，作为第2栅极电压Vg2输 出到同步整流用晶体管M2的栅极。D触发器34也可以置换为RS触发器。
当反相器36的输出信号SIG16为低电平时，"与"门30的输出信号与反 相器22的输出信号SIG10'的逻辑值无关地被固定为低电平。结果，在反相器 36的输出信号SIG16为低电平期间、即D触发器34的输出信号SIG14为高 电平期间，同步整流用晶体管M2被强制性地截止。
基于图5的(a) ~ (h)和图6的(a) ~ (g)说明如上这样构成的降 压型开关调节器200的动作。在这些图中，为说明简洁而对纵轴和横轴进行 了适当放大或缩小。
图5的(a) ~ (h)是表示图1的降压型开关调节器200的电流、电压 波形的时序图。图5的(a)表示输出电流Iout，图5的(b)表示输出电压 Vout,图5的(c)表示误差电压Verr和周期电压Vosc,图5的(d)表示脉 沖信号SIGIO,图5的(e)表示轻负载检测信号SIG12，图5的(f)表示D 触发器34的输出信号SIG14和反相器36的输出信号SIG16,图5的(g)表 示第l栅极电压Vgl，图5的(h)表示第2栅极电压Vg2。
在时刻TO ~时刻Tl期间，降压型开关调节器200在输出电流lout足够 大的重负载状态下进行降压动作。在时刻Tl,负载的动作状态发生变化，转 移至输出电流Iout较小的轻负载状态。在时刻T2，变成VerKVosc,脉冲信 号SIG10成为低电平。当脉沖信号SIG10成为低电平时，同步整流用晶体管 M2导通。此时，开关电压Vsw暂时变得低于接地电位(OV),之后，逐渐上 升并在时刻T3发生与接地电位相等的零交叉。轻负载检测比较器42在检测 到零交叉时，输出高电平的轻负载检测信号SIG12。
在时刻T3，当轻负载检测信号SIG12成为高电平时，D触发器34的输 出信号SIG14成为高电平(反相器36的输出信号SIG16为低电平)，所以第 2栅极电压Vg2成为低电平，同步整流用晶体管M2被强制性地截止。
当在时刻T3同步整流用晶体管M2强制性地截止时，由于开关晶体管 Ml、同步整流用晶体管M2都成为截止状态，所以输出电压Vout上升，误差 电压Verr下降。由于误差电压Verr下降，成为Verr<Vosc,所以脉沖信号SIG10 在短暂期间内成为低电平。当脉冲信号SIG10成为低电平时，由于开关晶体 管Ml不导通，所以开关动作停止。在开关动作停止的状态下，由于从输出 电容器C1向负载逐渐流过输出电流Iout,所以输出电压Vout逐渐下降。随 着输出电压Vout的下降，误差电压Verr逐渐上升。
当误差电压Verr上升，在时刻T4变成Verr〉Vosc时，脉冲信号SIG10成
为高电平，第l栅极电压Vgl成为低电平，开关晶体管M1导通。另外，当
脉冲信号SIG10成为高电平时，D触发器34被复位，所以D触发器34的输 出信号SIG14成为低电平，反相器36的输出信号SIG16成为高电平，第2 栅极电压Vg2的固定被解除。
当在时刻T5变成Verr<Vosc时，第1栅极电压Vgl、第2栅极电压Vg2 成为高电平，开关晶体管M1截止，并且同步整流用晶体管M2导通。此时， 当轻负载状态持续时，再次由轻负载检测比较器42检测出零交叉，在时刻 T6,同步整流用晶体管被强制性地截止。
图6的(a) ~ (g)是表示降压型开关调节器200的动作状态的时序图。 图6的(a)表示开关电压Vsw,图6的(b)表示电感器电流IL，图6的(c) 表示脉沖信号SIG10,图6的(d)表示第1栅极电压Vgl,图6的(e)表 示第2栅极电压Vg2,图6的(f)表示阈值电压Vth，图6的(g)表示轻负 载4全测信号SIG12。
图中，在时刻T10~时刻Tll期间，脉沖信号SIG10成为高电平，由驱 动电路20生成的第l栅极电压Vgl、第2栅极电压Vg2都成为低电平。在第 1栅极电压Vgl为低电平期间，开关晶体管M1导通，开关电压Vsw上升至 被输入到输入端子102的输入电压Vin( =Vbat )附近。另 一方面，在时刻T10 ~ Tll期间，将第2栅极电压Vg2反转后的阈值电压Vth成为高电平。第2栅 极电压Vg2的高电平与被赋予控制电路100的电池电压Vbat相等。
在时刻T10 ~日于刻Tl 1期间，由于Vsw〉Vth成立，所以轻负载检测信号 SIG12成为低电平。当在时刻Tll脉沖信号SIG10成为j氐电平时，第1栅极 电压Vgl、第2栅极电压Vg2都'成为高电平，开关晶体管M1截止，并且同 步整流用晶体管M2导通。当在时刻Tll同步整流用晶体管M2导通时，开 关电压Vsw下降至OV以下。另外，在第2栅极电压Vg2成为高电平时，从 阈值电压生成部40输出的阈值电压Vth成为低电平(OV)。
时刻Tll之后，随着电感器电流IL的减少，开关电压Vsw上升。在时 刻T12电感器电流IL成为OA，在电流的方向发生反转的时刻Vsw=Vth(OV)， 4全测到零交叉。在该时刻，轻负载检测信号SIG12成为高电平。在如上述这 样轻负载检测信号SIG12成为高电平时，第2栅极电压Vg2被设定为低电平， 同步整流用晶体管M2被强制性地截止。当在时刻T12第2栅极电压Vg2成 为低电平时，由于阈值电压Vth成为高电平，所以Vsw<Vth,轻负载检测信 号SIG12迅速成为低电平。
当在时刻T12同步整流用晶体管M2被强制性地截止时，开关晶体管M1、 同步整流用晶体管M2都成为高阻状态，所以由输出电感器Ll感应起谐振， 开关电压Vsw发生振动。该状态相当于图5的(a) ~ (h)中的时刻T3~ T4。若轻负载状态持续，则控制电路100周期性地反复进行时刻T10 时刻 T13的动作。
将本实施方式的降压型开关调节器200的动作与将阔值电压Vth固定为 接地电位的情况时的动作进行比较。
在将阈值电压Vth固定为接地时，如图9的(a)和(b)所示，在开关 晶体管M1导通期间，轻负载检测比较器42的输出成为高电平。当同步整流 用晶体管M2导通，开关电压Vsw成为负电压时，轻负载检测比较器42的 输出延迟轻负载检测比较器42的延迟时间AT地发生转变。结果，导致在延 迟时间AT期间无法进行零交叉的^r测。
另一方面，在本实施方式的降压型开关调节器200中，是与第2栅极电 压Vg2同步地生成阈值电压Vth的。因此，在开关晶体管Ml导通期间，阈 值电压Vth成为高电平，能够将轻负载检测比较器42的输出预先设定为低电 平。结果，在零交叉之前，不发生轻负载检测比较器42的输出的转变，所以 不会发生延迟时间AT，能够可靠地检测出零交叉。
另外，在驱动电路20中设置由轻负载检测信号SIG12置位、由脉冲信号 SIG10复位的D触发器34，基于其输出信号SIG14强制性地使第2栅极电压 Vg2的逻辑值发生变化。结果，能够在从检测出零交叉起到输出电压Vout下 降并再次指示开关晶体管Ml的导通的期间内，很好地停止开关晶体管Ml、 同步整流用晶体管M2的开关动作。
如上所述通过本实施方式的降压型开关调节器200，能够可靠地检测 出零交叉，防止轻负载状态的效率的变差。进而，通过改善降压型开关调 节器200的效率，能够延长安装有降压型开关调节器200的电子设备300 的电池的寿命。
上述实施方式是个例示，可以对其各结构要件和各处理过程的组合进行 各种变形，本领域技术人员能够理解这些变形例也包含在本发明的范围内。
在实施方式中，作为脉沖信号生成电路10，说明了监视输出电压Vout 并生成脉冲信号SIG10的PWM方式，^旦不限于此。
图7是表示控制电路100的变形例的电路图，省略了与图l共通的部分。
图7的脉冲信号生成电路10a包括迟滞比较器(hysteresis comparator) 50、第 1电阻R1、第2电阻R2、脉冲调制器52。第1电阻R1、第2电阻R2对输 出电压Vout进行分压。迟滞比较器50对被分压后的输出电压Vout'与基准电 压Vref进行比较。
脉沖调制器52将具有预定的占空比的脉冲信号SIG10输出到驱动电路 20a。另外，驱动电路20a具有使能端子EN,该使能端子EN被输入迟滞比 较器50的输出信号SIG20。驱动电路20a在使能端子被输入高电平期间，基 于脉沖信号SIG10使开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2进行开关动作。 另外，驱动电路20a在使能端子被输入低电平期间停止开关动作。
图7的控制电路100a通过基于具有预定的占空比的脉冲信号SIG10间歇 性地反复执行进行开关动作的期间和停止开关动作的期间，使输出电压Vout 稳定在目标电压附近。即，在通过脉沖信号SIG10进行开关动作期间，输出 电压Vout随时间而上升。当输出电压Vout达到第1阈值电压Vmax时，迟滞 比较器50的输出信号SIG20成为4氐电平。在输出信号SIG20成为低电平时， 驱动电路20a停止开关动作。在开关动作停止时，输出电压Vout随时间开始 下降。在停止开关动作，输出电压Vout下降至低于第1阈值电压Vmax的第 2阈值电压Vmin时，迟滞比较器50的输出信号SIG20成为高电平，驱动电 路20a再次开始开关动作。第1阚值电压Vmax和第2阈值电压Vmin由迟滞 比较器50的迟滞宽度决定。
这样，图7的控制电路100a通过监视输出电压Vout并利用迟滞比较器 50的两个阈值电压，来控制开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2，使得通 过交替地反复执行其开关期间和停止期间这两种状态，来使输出电压Vout接 近目标电压。本实施方式的使用了阚值电压生成部40、轻负载检测比较器42 的轻负载检测技术，也能够很好地适用于如图7所示那样使用了迟滞比较器 的控制电路100a。
进而，使用了实施方式的阈值电压生成部40、轻负载检测比较器42的轻 负载检测技术，不仅可以适用于图1、图7所示的基于输出电压Vout来控制 开关动作的电压模式控制，也可以适用于基于流过输出电感器Ll的电流来控 制开关动作的电流模式控制的控制电路。作为电流模式控制的例子，峰值电 流模式控制和平均电流模式控制等^f皮广泛运用，而本发明的轻负载检测技术
无论在那种控制中都能很好地适用。
在实施方式中，作为由包含控制电路100的降压型开关调节器200驱动 的负载，以微处理器为例进行了说明，但不限于此，可以对负载电流减少、 在轻负载状态下工作的各种负载提供驱动电压。
在实施方式中说明了控制电路100被一体集成在一个LSI中的情况，但 不限于此，也可以是一部分结构要件作为分立元件或芯片部件设置在LSI的 外部，或者由多个LSI构成。
另外，在本实施方式中高电平、低电平的逻辑值的设定仅是一例，可以 通过反相器等使其适当反转而自由改变。
基于实施方式对本发明进行了说明，但显然实施方式仅是表示本发明的 原理、应用，在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围内，实施方 式可以有4艮多变形例和配置的变更。 〔工业可利用性〕
本发明的降压型开关调节器及其控制电路，能够适用于电子设备的电源 供给。
权利要求
1.一种同步整流方式的降压型开关调节器的控制电路，其特征在于，包括输出级，包括被串联连接的开关晶体管和同步整流用晶体管，将两个晶体管的连接点所呈现的开关电压提供给被连接在本控制电路的外部的开关调节器输出电路；脉冲信号生成电路，生成脉冲信号并控制其占空比，使得上述开关调节器的输出电压接近预定的基准电压；驱动电路，基于上述脉冲信号，生成要施加到上述开关晶体管和上述同步整流用晶体管的栅极的第1栅极电压、第2栅极电压；以及轻负载检测电路，将上述开关电压与阈值电压进行比较，在上述开关电压超过上述阈值电压时输出预定电平的轻负载检测信号，其中，所述阈值电压是与第2栅极电压同步的电压，且在上述同步整流用晶体管应截止的期间成为高电平、在上述同步整流用晶体管应导通的期间成为低电平；其中，上述驱动电路在从上述轻负载检测电路输出上述预定电平的轻负载检测信号时，控制上述第2栅极电压使得上述同步整流用晶体管强制性地截止。
2. 根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于 上述轻负载检测电路包括阈值电压生成部，生成与上述第2栅极电压同步，且在上述同步整流用 晶体管应截止的期间成为高电平，在上述同步整流用晶体管应导通的期间成 为4氐电平的阈4直电压，和轻负载检测比较器，将上述开关电压与上述阈值电压进行比较。
3. 根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于 上述阈值电压是将上述第2栅极电压逻辑反转后的信号。
4. 根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于上述阈值电压生成部包括输入端子与上述同步整流用晶体管的栅极相连 接的反相器，并将该反相器的输出信号作为上述阈值电压进行输出。
5. 根据权利要求1至4中任一项所述的控制电路，其特征在于 上述驱动电路在从上述轻负载检测电路输出上述预定电平的轻负载检测信号起到上述脉冲信号指示上述开关晶体管的导通的期间，强制性地使上述 同步整流用晶体管截止。
6. 根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于上述驱动电路包括时钟端子被输入上述轻负载检测信号、复位端子被输 入与上述脉冲信号相应的信号、数据端子被输入高电平的D触发器，并在上 述触发器的输出信号为高电平期间，强制性地使上述同步整流用晶体管截止。
7. 根据权利要求1至4中任一项所述的控制电路，其特征在于 上述同步整流用晶体管是N沟道MOS晶体管。
8. 根据权利要求1至4中任一项所述的控制电路，其特征在于 上述控制电路被一体集成在一个半导体衬底上。
9. 一种降压型开关调节器，其特征在于，包括开关调节器输出电路，包括一端接地的输出电容器，和一端与上述输出 电容器的另一端相连接的输出电感器；以及权利要求1至4中任一项所述的控制电路，向上述开关调节器输出电路 提供开关电压；其中，输出上述输出电容器的另一端的电压。
10. —种电子设备，其特征在于，包括 丰叙出电池电压的电池；微处理器；以及权利要求9所述的降压型开关调节器，将上述电池电压降压后提供给上 述微处理器。
全文摘要
脉冲信号生成电路(10)生成脉冲信号(SIG10)，并控制其占空比使得输出电压(Vout)接近预定的基准电压。驱动电路(20)基于脉冲信号(SIG10)生成要施加到开关晶体管(M1)和同步整流用晶体管(M2)的栅极的第1、第2栅极电压(Vg1、Vg2)。阈值电压生成部(40)生成与第2栅极电压(Vg2)同步、且在同步整流用晶体管(M2)应截止的期间成为高电平、在同步整流用晶体管(M2)应导通的期间成为低电平的阈值电压(Vth)。轻负载检测比较器(42)将开关电压(Vsw)与阈值电压(Vth)进行比较，输出轻负载检测信号(SIG12)。
文档编号H02M3/155GK101199105SQ20068002149
公开日2008年6月11日 申请日期2006年6月26日 优先权日2005年7月8日
发明者石野勉 申请人:罗姆股份有限公司