用于驱动直流电机的方法和设备的制作方法

专利名称：用于驱动直流电机的方法和设备的制作方法
用于驱动直流电机的方法和设备技术领域'本发明通常涉3^寸预值流电机的控制，尤其涉及一种方法和设备，其可 以在没有例如霍尔传感器或者光电式编码器的位置传感器情况下控制预喧流 电机，以及确定电机的旋转方向。'背景技术本领域中如何确定永磁电机的转子位置以及在没有霍尔传感器或者任何其 它位置传感器的情况下控制这些电机是公知的。这样的不需要位置传感器的控 第诉莫式被称作无传離控制模式。大量的这些无传繊控制模式依靠反电动势(BEMF或者反EMF)。在电mig行期间，绕组经历了由7JC久磁铁产生的随时间 变化的磁场。这个随时间变化的磁场在绕组中产生了反电动势(BEMF或者反 EMF)。 BEMF的振幅是永久磁铁关于绕组的位置的函数。在"基于反电动势传感原理的全波电机驱动集成电路(A Full-Wave Motor Drive IC Based on The Back-EMF Sensing Principle )"(在正EE1989年8月的消费 电子對艮第35巻，第3刊，第415420页)中，解释了控制三相直流电机的反 EMF的检测原理。控制三相7JC磁电机时，有时一相(也就是绕组或线圈)是开 路的并且其中没有电流流过。在这种情况下，端电压等于反电动势电压并且可 以ltt接检测到。电流换向的时亥何以从浮动电机绕组中的BEMF过零点(或 者ZCP， BEMF改变极性的点)导出。当一相是开路时，其中的相电》M于任何时间的长度都保持在0，单相电机 并没有固有的间隔，因此反EMF检测方法是不适用的。在US5,986，419中，一 辅助绕组、 一附胃的交轴绕组MJif共用于检测一BEMF信号。为了不受由定子 绕组产生的磁场的影响，交轴绕组被放置在适当的位置。当在交轴绕组的端部 检测到的BEMF信号与定子绕组中感应出的BEMF信号不同相时，还可以用于 导出定子绕组中的电流换向的时刻。US5，986，419中提出的解决方案需，配或 舰电机以容纳一附加的绕组，因此该方案不能用于大多数斜目预喧流电机。另外，提出的方法不能确定电机的旋转方向， 一比较重要的参数。在"基于绕组分时法的单相无刷直流电机无传感器控制技术(Sensorless Control Technology for Single Phase BLDCM Based on the Winding Time-Sharing Method) "(ISBN0-7803-9252-3/05)中，王微子(WeiziWang)等人提出^OT對目无刷直流电机的定子绕组同时作为传感器和驱动元件在一个控制周期的大部 分时间，定子绕组作为具有负载电流的驱动组件驱动电机的旋转。在其余时间， 同一定子绕组用于感应检测反电动势信号。然而定子绕组的分时是一，点，例如正好在定子绕组需要用于驱动(b)时期望获取BEMF信号是不可能的。在"(对无传感器操作的小电换向永久磁铁电机的反电动势估计的方法) Back-EMF estimation approach for Sensorless operation of small electronically commutated permanent magnet motof'(2002年由罗马尼亚Brasov的f寺兰西瓦尼亚 大学出版社出版的电气和电子设^;化的第八次国际^i义论文集(Brasov， 2002 年5月16-17日)，的第n巻第509-512页)中，由GabrielCimuca等AJi出通过 使用有限差分格式解决一组描述电机动态行为的一阶微分方程式来预测反电动 劍言号。这种方法需要了解电机的特性(电机绕组的等效电阻和电感)。对反电 动势的预测依靠电机特性的有效性和/或已知的这對寺性的精确性(这對争性在 指定至l」大量市场商业化的同一个系统的不同的电机中也是变化的)，因lt树于反 电动势信号的预测往往是不可能实现的。 仍然需要对现有技术进行改进。发明内容本发明提供了一种确定例如单相无刷直流电机的永磁电机电流换向的时刻 或者状态的方法，其不用实际测量电机绕组的端子上的BEMF信号。本发明提 出了在没有专用传感器的情况下确定运动量(cinematic quantities)(角位移、角 速度,等等)。本发明还Jlf共了一种方法，当电机在它的确定或者影响磁场线的分布的构成 组件中表现出不X^尔性(有意的或意外的)时，可以从电机绕组中感应的BEMF 信号中导出转子的旋转方向。此外，本发明实现了利用BEMF波形包含的信息确定预lj直流电机的换向 时刻和/或确定转子的角^S和/或角速度而无需直接测l/检测BEMF波形电机例如，当定子绕组中电流的振幅通过反馈回路被调节时，调节器的输出端的信号是BEMF信号的函数，因此调节器的输出端的信号可以用于导出定子绕组的电流方向必须被反向的时刻。调节器的输出端的相同信号可以用于确定运动量 (角位移、角速度、角加速度)。在某些瞎况下，所述调节器输出端的信号还可以用于确定转子旋转的方向。具体地，当调节器iOT脉冲宽度调制(PWM)来 控制定子绕组中的电流时，BEMF的波形影响PWM信号的占空因数。结果， 可以从控制的定子绕组中电流幅度的信号的占空因数导出换向时刻，也就是定 子绕组中的电流方向必须被改劳反向的时刻。因此，用于控制定子绕组中的电 流的同一电路也可以在不需要现有技术中指定的检测电路的情况下用于提取或 者导出关于BEMF波形的信息(结果是，关于转子旋转的速度，^和方向的本发明还提供了一种导出在电机绕组中感应的反电动势(和/或反电动势信 号的特性)的方法。电机包括转子、定子、和绕组15。绕组中的电流(iw)振 幅由施加到晶体管开关的控审贩的控帝腊号(TL或者TR)决定，戶脱晶体管开 关连接至IJ戶脱缀且。由反馈回路调节器产生的戶脱控制信号将纟絮且中的电流(U 振幅与参考值(iset)比较。反电动势的特性从控制信号中导出。尤其是，反馈 回路调节器是一个脉宽调制调节器。如果那样，反电动势(和/或反电动^{言号 的特性).可以从控帝U信号的占空因数中导出。虽然本发明适用于不同类型的电 机，但是它利于应用在具有定子绕组和转子上具有永久磁铁的电机(例如^U 直流电机)中。基于反电动势(和/或反电动劑言号的特性)，确定转子的錢(例 如，通过检测反电动势的过零点)并因此确定 值流电机的换向时刻是可能 的。根据本发明的一方面，^i共了一种方法和电路可以确定电机的旋转方向。如 LongfU Luo和Ziya Wang在"對目预l道流电机的实用微计算系统(A practical microcomputer System for Single-Phase Brushless DC motor)"中提出的，单相电机 遭遇了所谓的"死点"问题在一^fi，电机的辦巨为0，这样就会导致有时难 以起动。为了解决这个问题，定，磁材料的极靴可以偏心地或不对称地形成 (参见图1中实例)。如在US2006/0197478A1中提出的，j顿锥形气隙(参见图 2)、阶梯齿(参见图3)、不对称齿(参见图4)或者有凹口的齿(参见图5)可 以获得相同的结果。本发明的一方面基于一种实现，即定子上极靴的形状反映在转子永久磁铁转动期间定子绕组中感应的BEMF波形中，以及BEMF的最终 波形可用于确定转子的旋转方向和确定定子绕组中电流换向应当完成的瞬间时 刻(也就是，定子绕组中电流方向必须被改变的时刻)。BEMF波形通常假定为 正弦曲线(参见图6)或者具有平顶的梯形(参见图7)，偏离这些形状被认为 有干扰，该干Jfc^、须被补偿以确保电机被充分地控制。例如在US6，577，085B2中，应当注意当7乂磁电机显示磁不)^tf尔性或者磁畸变 或者如果定子的机自称性与转子的不完全相同时，即使转^I度是稳定的， 此时从反EMF的过零点导出的转子的电^f^g不稳定。US6,577,085B2提出了一 种解决方案来净M，和机械的不X^尔。一个既不是正弦曲线也不是具有平顶的梯形的BEMF波形的实例在图8和 图9中示出，其是由申请人基于一个通用的具有锥形气隙的對目预l遣流电机 测量得出的。图8和图9给出了 BEMF信号作为转子角位置的函数(以基本恒 定的转速)。如所期望的那样，BEMF信号具有梯形的,但不是平的，梯形顶 部具有一个非0的偏斜，这反映了气隙为锥形的事实。图8和图9的波形相应 于转子相互反向的旋转。在不同的操作条件下执行了对不同类型电机的研究和 实验之后，发明者得出了一个结论，即在转子旋转时通过监测梯形 ABCD(DB，C'D，)的顶部BC(或者底部B，C，)的偏斜可以区分转子的两个旋转方 向(参见图10A和图10B)。如现有技术所知，例如US6，577，085B2， ^f封可预lj 直流电机都可以，偶然或者不是偶然，呈现出定子的磁不对称或者磁畸变或者 机械不对称与转子的不完全相同。这不受限于具有刻意的偏心或者不对称磁路的预喧流电机(特别是定子上的刻意偏心或不娥尔的极靴)，而且iss用于偶然呈现偏心或者不对称的电机。为了对斜目 喧流电^^亍凊楚的讨论，本 发明还将其中的一些优点应用到了在定子上具有两相或更多相的预l埴流电机 中。电机包括一定子和一转子、 一组或多组绕组，并呈现偶然的或者有意的不对 称和/或偏心(例如永久磁铁转子的不^tf尔或者娜，' 的定子或者定子和转子之间的机械不对称，等等)，这影响了感应在戶;M绕组中的作为与定子相关的转子的角位置的函数的反电动势的变化。电机可以是图11中示出的具有锥形气 隙的對目预值流电机。定子绕组(111) (112)绕着极靴(113) (114) ^。 转子(115)包括一永久磁铁。转子(115)的角位置是相对于定子(116)固定的参考轴线(117)和定子磁铁的南北轴线(119)之间的角度e (118)。选择参考轴线(in)从而当转子7乂久磁铁的南北轴线与定子绕纟,生的磁场对准时e等于0 (或者7c的M:倍)。如在图11中所示，(115)和极靴(113 )和(114)之间的气隙为锥形。锥形气隙可以是有意的也可以是偶然的。锥形气隙在感应 场线和/或磁场局部振幅的分配中产生了不对称，其有助于解决开始简要提到的"死点"问题。例如由锥形气隙产生的BEMF信号振幅的不X诉尔是可以由下面的 数学魏给出BEMF信号可以被认为是不对称的，如果BEMF信号的振幅关于转子的角位置e的函数的图形相对轴线e二i^兀(其中k为M)是不对称的(即使在魏恒定的情况下)。例如，图10A可以看出BEMF信号的振幅关于转 子的角位置的函数的图形关于轴线9=兀是不对称的。另一方面，如果段BC和 B，C，与轴线Theta (也就是9)平行，图形将关于轴线0=兀^X^尔的。这里讨论的不X^尔由例如不X^尔的磁设计、机M^件(转子或者定子，例如 锥形气隙)的偶然的或者有意的不对称、与定子有关的转子的偶然的或者有意 的未对准等等所致。该方^&括对反电动势信号或者作为反电动努信号的函数 的并反B妙腐不对称和/或偏心的任意其它电信号的测量。该方法的特征进一步在于检测或导出在一个或多个时亥赔号的振幅的偏斜 以确定电机的旋转方向。该方法的特征进一步在于时段的第一时刻信号的振幅 的偏斜与时段的第二时刻信号的振幅的偏斜进行比较。该方法的特征进一步在 于时段的第一时刻信号的偏斜的平均值与时段的第二时刻信号振幅的偏斜的平 均值进行比较。该方法的特征进一步在于时段的第一和第二时刻是信号的振幅最大时或者 最大振幅的附近。尤其是，时段的第一时刻是在信号最大振幅之前，时段的第 二时刻是在所述最大振幅之后。用于确定旋转方向的信号可以是反电动势的函 数并且可以反映或者跟随反电动势的变化。例如，信号可以是电机中控制电流 振幅的调节器的输出。尤其是，信号是PWM调节器的占空因数。虽然该方法适用于不同类型的电机，对于使用具有定子绕组和转子上具有永 久磁铁的电^tt说是有利的，例如预U直流电机。


图1是斜目 喧流电机定子和转子元彬扁心的实例。图2是對目颓喧流电机定子和转子元件不对称的实例。 图3是斜目 1值流电机定子和转子元件不)^尔的实例。 图4是单相预喧流电机定子和转子元件不X^尔的实例。图5是斜目 喧流电机定子和转子元件不对称的实例。 图6是永久磁铁直流电机中定子绕组BEMF电压随时间函数的变化一具有 平顶的梯形外形。图7是永久磁铁直流电机中定子绕组BEMF电压随时间函数的变化一具有 正弦曲线外形。图8是在单相 1」直流电机定子绕组中感应的反电动势，该對目^IJ直流电 机具有在第一方向旋转的维形气隙。图9是在单相预喧流电机定子绕组中感应的反电动势，该斜目预喧流电 机具有在与第一方向相反的方向旋转的锥形气隙。图10A是在對目预值流电机定子绕组中感应的理想的反电动势，该单相 ^值流电机具有在第一方向旋转的锥形气隙。图10B是在单相预值流电机定子绕组中感应的理想的反电动势，该斜目 无刷直流电机具有在与第一方向相反的方向旋转的锥形气隙。图11是具有锥形气隙和转子角{^*的单相》喧流电机。图12 ，制电机中电流的方向和振幅的H形桥和反馈回路的实例。图13是H形桥的第一结构。图14是H形桥的第二结构。图15是当PWM用于控制定子绕组中电流振幅时控制H形桥的晶体管的控 制信号。图16是当PWM用于控制定子绕组中电流振幅时单相鄉喧流电机的等效 模型。图17是定子绕组中电流随时间函数的变化、PWM信号的占空因数和计数 器输出。图18是调节器的实例。图19是绕组中电流的发展，BEMF信号和占空因数关于转子的角位置的函数。图20是基于占空因数确定换向时亥啲过滤器的实例。图21是当转子在第一方向旋转时占空因数和BEMF信号的发展。 图22是当转子在第二方向旋转时占空因数和BEMF信号的发展。 图23是基于占空因数确定运动量的电路实例。
具体实施方式
下文中，首字母縮写词BEMF指反电动势。和BEMF有关的无论反emf或 者BEMF信号都用于指反电动劑言号。当描述开关状态尤其是晶体管开关时使 用下面的约定当其允许电流流经时晶体管(开关)将被认为是关闭(就像是 正常的机械开关)。换句话说，当晶体管开关关闭时它导通。晶体管(开关)于 是被接通。当其不允许电流流经时晶体管(开关)被认为是断开的。换句话说， 当晶体管开关断开时它不导通。晶体管(开关)于是被认为是断开的。驱动永磁预lJ电mil常需要知道BEMF信号(和/或反电动别言号的特性)， 尤其是BEMF信号消P斜卩改变符号的时刻(所谓的BEMF过零点)。通过如何 可以从控制电机的信号导出BEMF信号(和/或反电动势信号的特性)的实例提 供下面的解释，下面的解释是如何基于控制电机的信号被预测牖定过零点。而 且当BEMF信号呈现如i^的不对称时，电机旋转的方向可以由同一信号确定。在第一实施例中，對目预值流电机定子绕组中电流的方向通il如图12所 示的全H桥控制。H,括四个将定子绕组(由线圈125与电阻器126串tt 模拟)连接到电源Vto (120)的开关。尤其是这些开关可以是MOSFET晶体管 开关M1(121)、 M2(122)、 M3(123)和M4(124)。晶体管开关由分别施加到M1、 M2、 M3和M4的栅t肚的信号TL(左上)、TR(右上)、BL(左T)、 BR(右T)控 制。晶体管开关依靠施力倒其栅极上的信号(高H或者低L)或者开或者关。 例如，M1和M4可以是闭合的，M2和M3断开。如果那样，电流^以第一方 向在定子绕组中流动(参见图13)。为了使电流iw反向，M1和M4可以断开， 而M2和M3闭合(参见图14)。在所谓的迟缓衰变结构中，电流通过例如断开 M1和M2及闭合M3和M4被衰变到零。^0fi胃的快麟一衰变结构中，配置 H桥是为了使电流处于相反方向(也就是，电流振幅将比在迟缓衰变结构中更 快i腿到0，如果顿足够长时间，电流方向将会反向，而其振幅会增大)，例 如，如果电流流经晶体管M1(121)和M4(124)，因而获得定子纟絮且中的电流快速 衰变，晶体管M1(121)和M4(124)断开，而晶体管M2(122)和M3(123)闭合。电流振幅通,接在基准地和晶体管开关M3(123)禾口 M4(124)的源极之间的 读出电阻器FUe (127)测出。比较器(128)比较離读出电阻器(127)的压降与参考值iset以确定定子绕组中电流iw的振幅小于或大于给定f直iset与否。为了控制电流iw的振幅和将iw的振幅(尽可能舰)，魏给定值iset，调节器(129) {顿比较器(128)的输出生成控制信号IL、 TR、 BL、 BR。劍门提 到的来给类似于图12中表示的电路命名的控制回路、反馈控制回路或者反馈回 路是无差别的通过^(顿读出电阻器(127)观糧电流Iw以确保反馈，测得的电 流然后通过j顿比较器(128)与设定点值比较(通常，刑古观幌的值与设 定点值之间的不同)v结果被作为调节器(129)的输入，该调节器确定一个或 多个施加到激励器(H桥)的控制信号(TL、 TR、 BL、 BR)。脉宽调制(P窗)可以被用于控制定子绕组中的电流iw振幅。在脉宽调制中，不會链续而只是在一小段时间施加电源电压Vbat (120)。结果，发生了比如定子绕组经历了平均 激活电压，该电压是电源^ffiVbat (120)的一小部分。在脉宽调制中，不是将 连续的高信号例如TL施加到晶体管M1(121)的栅极和BR施加到晶体管M4(124) 的栅极(同时M2(122)和M3(123)断开，也就是信号TR和BL为低)，晶体管例 如M4(124)保持闭合，但是晶体管例如M1(121)被接通和切断(参见图15)。当电流以另一个方向流动时为了控制电流振幅，晶体管M4(124)保持闭合而 晶体管Ml(121)可选择地接通和切断，而M2(122)和M3(123)断开。当脉宽调制用于控制定子绕组中电流振幅时，H桥和电机的等效电路在图 16中示出例如当电流必须以第一方向流动时开关(161)可以是晶体管M1(图 l2中元件U1)，或当电流必须以第二方向流动时开关(161)可以是晶体管M2(图 12中元件122)(参见图12)，电压源(162)表，过转子上的旋转的永久磁铁 在定子绕组中感应的反电动势或者bemf。定子绕组可以Sa电感器(165)和串 联电阻器(166)模拟。续流二极管(163)允许开关(161)断开时电流在定子 绕组中箭適。续流二极管可以是刻意做的或者可以是晶体管开关例如M3或者 M4的寄生二极管。例如，当开关161是晶体管M1时，那么续流二极管163可 以是与晶体管M3关联的寄生二极管。当开关161是晶体管M2时，那么续流 二极管163可以是与晶体管M4关联的寄生二极管。尤其是，如果晶体管M3 和M4都是n型MOS晶体管(其中，体交她电极经常，但并不总是，与源电极 短路)，如果那样，M3或者M4的漏极—林被二极管可以在一些瞎况下被用做续流二极管。电压源160与开关161、电自165和电阻器166串连。注意续流 二极管(163)并不是严格地必需的。实际上可以使用有效的二极管继续进行。 类似二极管(163)的续流二极管的作用就是当开关(161)断开时允许电流流 过线圈(165)。在H桥中，续流二极管的角色可以由晶体管M1、 M2、 M3或 者M4其中的一个承担，代价是稍微增加了如何以PWM模式操作H桥的， 性。例如，假设如在图13和图15中看到的晶体管Ml和M4都处于闭合状态， 为了允许/促使电流Iw在给定的方向流过。在PWM模式中，如下面将被更详细 地描述的，当晶体管M4保持闭合时，晶体管Ml被重复的断开和闭合。当晶 体管M1断开时，没有电流可以从V^ (120)流经定子绕组(125)。纟叙究二极 管与定子绕组(也就是J&件15， 16)并联，当晶体管M1断开时，电流持续流 经定子绕组和续流二极管。如果没有续流二极管，当晶体管开关Ml断开时可 以闭合晶体管开关M3，从而电流L将流经回路126、 125-M44卖出电阻器 17-GND-M4-16。为了避免从V^到GND的短路，必须延迟晶体管M3的闭合 直到晶体管Ml被完全(或者至少，充分地)断开，而在闭合晶体管Ml之前 必须断开晶体管M3。在脉宽调制中，断开或者闭合开关161的控制信号(剖顿晶体管M1(121) 时为TL或者当{顿晶体管M2(122)时为TR)可以在图15 (参见TL作为时间 函数的变化)或图17 (参见PWM信号作为时间函数的变化)中看见。可以看 到控制信号在低电平(L)和高电平(H)之间变化。低电平和高电平如此以致于它们可以闭合或者断开其适用的开关。时间被分为等于长度TpwM的间隔。PWM频率fpwM被限定为间隔Tp丽的倒数，也就是fp丽二l/Tp丽。在第一 实施例中也被称为控制信号(例如，TL或者TR)的PWM信号在每一个时间 间隔TpwM的一小部分中保持为高。这一小部分可以从一个间隔到另一个间隔变 化。定子绕组中的电流iw可以根据下面的等式随着时间变化当开关161闭合时，Vbat = -Lw dijdt +1^ iw十V(BEMF)+R^ i"等式1); 以及当开关161断开时，0= -Lw di"dt +RW iw十V(BEMF)+R^ i"等式2)。根据等式1，在所有其它各项都相等的情况下，开关161保持闭合时间越长，电流iw振幅增加的就越大。相柳也，根据等式2，在所有其它各项都相等的情 况下，开关161保持断开的时间越长，电流iw振幅 咸少的越多。在脉宽调制中，开关161作为比较器(128)的输出的函数被闭合或断开。控制信号由调节器129 (尤其是，如在第一实施例中所考虑的，PWM调节 器)生成，并且必须满足某些^(牛。例如，为了避开声频，PWM频率fpwM被 选择的高于声频。占空因数DC将被限定为周期TpwM的一小部分，在周期Tpwm (全)电源电压Vjtt加至啶子绕组上。为了避免产生声频范围内的PWM信 号的子谐波，排除了0和100%的占空因数。尤其是，可以采用如下方式避开O %和100%的占空因数(参见图17):PWM信号在PWM周期(至少DMi/TpwM) 开始时为高，只要线圈中的电流还没有达到如比较器128的输出所指示的参考值Iset， PWM信号就一直保持为高。不考虑定子中的电流iw，在时间EW叮PWM(*，法的运算符)之后，PWM的输出在EWTpwM和该PWM周期的末端之间的PWM周期的部分总是被设为0。 DMax通常的值为0.75。 DMn的值通常为0.05。 PWM信号可以根据需要的电流的方向被施加到晶体管Ml(121)或者晶体 管M2(122)的栅极。定子绕组中需要的电流越高，定子绕组中经历的平均激活电压就一定越高， 占空因数也一定越高。为了在BEMF信号振幅增大(在所有其它各项都相等的 情况下)时保持定子绕组中电流振幅f亘定，占空因数必须相i^i也增大实际上， bemf信号产生与电源电压相反的效果。为了在BEMF信号振幅降低时(在所有其它各项都相等的情况下)保持定子绕组中电流恒定，占空因数必须相应地降 低。因此，占空因数DC的变化1tm"于BEMF信号振幅的变化。因此，在类 似图12的一个电路中，关于BEMF信号的信息可以从PWM信号的占空因数中提取。调节器129的一个具体的实施可以在图18中看到。比较器128的输出OUTA 用做D翻虫发器181的复位信号(也就是，当信号OUTA对应于相当于U《 的逻辑'0'时，触发器的输出Q被复位到逻辑状态'O')。由ad-hoc信号生j^l产 生的脉冲信号"PWM开始"确定PWM周期的开始并且/AM发器181的D输入到 Q输出禾維逻辑'l'信号。相同的"PWM开始'信号复位一计数器183 (也就是， 设置计数器183的输出为一预置值)。为了清離见，除非文中另有说明，劍门 将假设计数器在每一个PWM周期刑台时计数^l皮复位为0。例如计数器183可以是一二进制计数器，其输出由有效的串行或者并行构成的Ncou^位组成。计数器的输出在0和2Ncounter-l之间变化。当在逻辑'r时，Q输出上的信号触发 计数器183，其计数由信号生鹏184产生的频率为比P丽的频率fpwM更高 的fcLcx的时钟信号CLCK。通常选择时钟频率以便PWM周期TpwM (大体上)等于整数倍NB的时钟信号周期TaCK=l/fcLCK，也就是Tpw^NB叮CLQC。例如PWM周期Tp窗可以是128个CLCK周期长度。只要Q为高，计数器183被 时钟信号CLCK增量。Q为PWM信号，只要比较器128的输出OUTA在逻辑'1'，也就是只要定子绕组中的电流ij氏于参考值iset，那么Q就保持为高。基于上述，在PWM周期的末端，计数器的输出等于由计数器183计算的CLCK周 期的数量，在此PWM周期中PWM信号为高的期间，也就是在PWM周期的 末端计数器的输出与占空因数成比例(+Al/2LSB，也就是，NB*DC，其中LSB 表示最低有效位并且相应于计数器输出的最小可能增量)。如前面所述的，如果 想避开0%和100%的占空因数，例如可以在至少一个时钟周期和最多EW^NB时钟周期将PWM信号保持为高。在逻辑电路中M:现有技术中大量的已知方式组合逻辑信号这是容易实现的。图18中的电路还可以包含锁存电路185， 一 旦触发器181的输出Q恢复为0，其可以锁存计数器的内容，并且计数器将不 再增量。数字电路，图18中的块182基于信号Q、 CLCK、 PWM开始和Iget要求的 方向(信号Dir)来确定信号BL、 BR、 TL和TR。例如，如果需要第一方向的 电流，块182将指引Q到晶体管M2(122)的控制极TR， i體BL为高(闭合晶 体管M3)以及设置BR和TL为低(断开晶体管M1和M4)。没有续流二极管， 块182将设置作为信号TR状态的函数的信号BR为高或者低(参见上面)以允 许电流流过定子绕组，同时避免从Vbat到GND的短路。如果需要第二方向的电流，块182将指弓I Q到晶体管Ml(121)的控希贩TL， 设置BR为高(闭合晶体管M4)和设置BL和TR为低(断开晶体管M2和M3 )。 没有续流二极管，块182将设置作为信号TL的函数的信号BL为高或低(参见 上面)以允许电流^31定子绕组，同时避^/人Vbat到GND的短路。占空因数DC和作为转子位置的函数的BEMF信号发生变化的实例在图19 中可以看到。在图19中，劍门可以j顿具有非平顶的梯形信号ABCD模拟没 都蹄跪围的BEMF。如前面讨论的，对于给定的Iset和在所有其它各项都相等的情况下，当BEMF信号的振幅增大时，控制电机中电流的PWM信号的占空 因数DC也增大，当BEMF信号的振幅斷氏时，控制电机中电流的PWM信号 的占空因数DC也斷氐。占空因数DC达到最大值的同时BEMF信号的振幅也 达到最大值。基于BEMF信号的公知的特性，BEMF信号的振幅(急卿陶氐， 从而占空因数DC也(急剧)降低，指示了转子{ 很 换向点(BEMF信 号接近过零点)。因此，例如在占空因数达到最大值时(图19中的点C)或者 占空因数达到最大值后不久，采取了使电流反向的决定。在图19中，电流的第 一可能方向相应于在e轴上表示L为e的函数的图形的1分，也就是相应于电流的正值，电流的第二可能方向相应于e轴下面的部分的图形，也就是它相应于电流的负值。当设定点由图19中的负值(IsetO.)表示时，必须M施加到比较器128的输入端上的参考信号I^t不能改变，但是定子绕组中电流的方向为 第二个电流的振幅仍然被读出电阻器127检测，读出电阻器可以用于测量电 流振巾,不用考虑其方向，H桥的开关M1至M4被配置(也就是断开或闭合) 以使电流以被选择的方向流动。H桥的开关被重新配置以使定子绕组中的电流 反向后，由于定子线圈的自感应，电流Iw的方向将不会立刻改变符号Iw的振 幅将首先减小直到它达到0， Iw的符号将改变(过零)，其振幅将再此增大。在 从Iw二U到Iw二U的转换中，Iw的振幅将变得小于I効(I Iw I <1効)，PWM调 节器129通过增大占空因数DC回复原状。依靠设定点Iset、电机的特性和其旋,度，在图19中表示的从Iw二^t到Iw二-^的大部分转换或者旨转换过程中，占空因数者阿以被强制到最大值D,。图20提供了可以用于确定换向时亥啲逻辑电路200的原理示意图(不管 BEMF信号对称与否，BEMF信号可以被模拟具有平顶或者具有非平顶的梯 形)。寄存器201存储在时刻to和时刻t (to<t)之间检测到的占空因数DC的最 高值HDC。比较器205比较寄存器201的内容203和由DC计数器(和锁存) 202检观倒的电流DC204，如果电流DC204高于寄存器201的内容203，寄存 器201的内容更新为电流DC204。为了确定什么时候改变定子中电流Iw的方向，电流DC204和寄存器201的 内容203的差别不断地被估算并且ffi31比较器207与寄存器201的内容203的 一部伤货行比较。 一旦电流DC 204和寄存器201的内容203之间的差别高于在 间隔[to,t]内达到的DC的最大值的给定百分率，定子电流的方向就被改变，或者换句话说，如果(HDC-电流DC户HDC/N，那么定子电流的方向就被改变。指示 电流方向必须被改变的信号208在比较器207的输出上是可用的。为了掛共二 进制恭于和简化除法的实现，N将雌为2的微倍。这并不排除通常瞎况下 N为任意其它类型的值。N可以被认为是灵驗系数，其确定触发定子绕组中 的电流的换向需要多大变化的占空因数。通过改变N的值，可以改变定子绕组 中电流换向的时刻并且优化作为电机的特征的函数的电流换向。寄存器201的内容HDC在定子绕组中的电流方向发生改变的时亥敝(重新) 初始化为例如O。如在图19中看到的，当H桥被重新配置以促使定子绕组中的 电流改变方向(也就是在换向时刻)时，控制环路通常超调，占空因数将达到 其最大值。为了防鹏调MM释为超前一换向时亥啲BEMF信号的最大值，需 要一些过滤。例如，(1)超出了从一给定的BEMF外形(倾斜皿，最大振幅， 等等)预期的最大变化的两个连续的PWM周期之间的占空因数的变化可以被 忽视(也就是，寄存器201的内容HDC不被MI斤)或者用于重置寄存器201为 例如0 (在图19中，寄存器201可以通过发生在点D周围的占空因数的突然减 小被重置)或者(2)只要还没有达到DC周期中的最小值，寄存器201的内容 HDC就被重置。实际上，可以在图19中看到，在随着BEMF的振幅的增加而 增加以维持定子绕组中的电流振幅恒定之前，占空因数将从其超调量开始减小。 这些过滤纟示准可以采用大量的本领域公知的JOT状态禾几、微控制器、微处理器 等等的方式来实现。当BEMF信号不7诉尔时，寄存器201上一次重置的时刻to和电流方向改变 (由例如图20中示出的电路的输出确定)的时刻t,之间观糧的占空因数可以以 不同的方式用来确定运动量(例如，角位移、角速度、角加皿)和电机的旋 转的方向。首先考虑基于由图21和图22表示的信号的分析确定电机旋转方向的第一方 法。占空因数DC被反馈到执行J^1滤的第一过滤器231。从tO开始(例如 由上一次重置信号所确定的)，只要占空因数DC还没有达到其最大值，计数器232在每一个PWM周期都加1。
一旦占空因数DC在时刻tMax (to々M^t)达到其最大值，计数器232在每一个PWM周期减1。时刻t可以由上面解释的那样 被确定，例如基于图20中电路的输出。在时刻t，计数器的内容被锁存，如果 计数器232的锁存内容为正，就意味着占空因数DC增大的PWM周期数量比占空因数DC减小的PWM周期数量多。这l^辩畢为转子相应于BEMF信号在 第一方向旋转，如在图21中看到的。如果相反，计数器232的内容被发现为负， 意味着占空因数DC增大的PWM周期数量比占空因数DC减小的PWM周期数 量少。这MI早释为转子相应于BEMF信号在第二方向旋转，如在图22中看到的。现在考虑基于用图23中方块图的电路实现图21和图22中所示的信号的分 析来确定电机旋转的方向的第二方法。根据前面讨论的过滤标准首先通ilil滤器240过滤占空因数DC。例如过滤 器可以如现有技术中公知的基于图20中的原理图与VHDL组合。时钟241允 许领糧时间/时间间隔。过滤器240确定当寻找一最大值时何时开始测量占空因 数。过滤器240确定时刻to和t之间的最大占空因数。作为DC(^mm， DC@1o 和DC砂的最大占空因数，时刻t0的占空因数和时刻t的占空因数由过滤器240 确定。脏个值与由时钟241观糧的分别相应时刻t0， t^和t一起被存入寄存 器242。AARI1作为占空因数DC增大的第一平均率的绝对值在时刻t0和时刻 之间被计算。AARI1根据下面的等式3由运算器243近似得出 AARI1= | (DC(^vfe—DC(^to)/(t阪隱to) |等式3AARI1作为占空因数DC增大的第二平均率的绝对值在时刻t0和时刻tMicc 之间被计算。AARI2根据下面的等式4由运算器243近似得出 AARI2 = I (DC@tMax— DC砂)/( tMax -1) |等式4为了简化AARI1和AARI2的计算，等式3和4的，都可以由(NMAX-NO) 和(NMAX-NEND)来代替，其中NO、 NMAX和NEND分别是PWM周期经 过时刻to、 t阪和时亥ijt的数量。通常，N0等于0。通过计算分别在tO和W、 t0和t之间图18的信号生成器184产生的PWM开始信号的数量，可以很容易 地获得NMAX和NEND。例如PWM周期的M可以JOT现有技术中很多公知 的方式M计算PWM开始信号的数量获得。过滤器和时钟可以是图23中看到 的通用计^^几244p (鹏制器、微处理器、微型计^a等等)的一部分。如果AARIKAARI2，可以解释为转子对应如图21中所见的BEMF信号在 第一方向旋转。如果AARI1>AARI2，可以解释为转子对应如图22中所见的BEMF信号在 第二方向旋转。注意量AARI1和AARI2可以直接通过BEMF信号被计算，就像其通过专 用的传感m皮测量或者估算，例如跨过线圈传感器的电压降，当双极步进电机 的一相用作传感器用来确定^S电机转子的位置时，所述的线圈传感器可以是 双极織电机的该相的绕组。当BEMF信号不对称时，建议用于确定电机旋转 方向的方纟去，不限于以PWM模式操作的對目^S电机。基于占空因数信号的分析和由时钟提供的计时信息可以计算类似角位移e 和角速度co的运动量。开始于由过滤器240检测的第一最大占空因数，寄存器 的内容NbMax被增量并且参考时间W被储存。无论何时需要，角位移都可以 基于值NbMax和Bemf信号糊犬和转子角位置之间的关系被估算。例如，当bemf 信号如图10A中示出的那样变化时，从W开始的角位移，魏(NbMax-lfn。角 co可以接近(NbMax-l^n/(tNbMax-W)。
权利要求
1、一种用于电机的控制电路，所述电机包括转子、定子和绕组(125)，所述控制电路具有反馈回路调节器(127，128，129)，用于生成控制信号(TL或者TR)以控制电流驱动电路(121，122)来控制绕组中的电流(iw)振幅，所述反馈回路调节器被配置为比较绕组中电流(iw)的振幅与参考值(iset)，所述控制电路还具有电路(181，183，184，185)以提取控制信号的特性(DC)，所述特性类似绕组(125)中的反电动势作为时间的函数而变化。
2、 根据权禾頓求1戶腿的电路，其特征在于，戶腐反馈回路调节器是脉宽 调制调节器。
3、 根据权利要求1戶腐的电路，具有酉遣成基于控制信号的特性(DC) 确定电机的旋转位置的电路。
4、 根据权利要求1戶腿的电路，具有确定定子t絮且(125)中的电流方向 必须作为控制信彌性(DC皮化的函数而改变的时刻的电路(200)。
5、 根据权利要求1戶腿的电路，具有根据控制信号的特性(DC)确定电 机的旋转方向的电路(240， 241， 242， 243 ， 244)。
6、 根据权利要求5戶皿的电路，期寺征在于，用于确定电机的旋转方向的 电路包括计算控制信号特性的变化率的體。
7、 一种用于确定电机角^g的方法，戶皿电机在定子上具有绕组(125)， 在转子上具有永久磁铁，绕组中电流的振幅由反馈回路调节器控制，所述反馈 回路调节器控制连接到绕组的电流驱动电路，戶腐方纟跑括-获取由反馈回路调节器生成的控制信号(TL， TR)的特性(DC); -监测控制信号的特性(DC)。
8、 根据权利要求7戶腿的方法，包括检泖恃tt测的控制信号的特性(DC) 的最大值。
9、 根据权利要求8戶舰的方法，其特征在于，戶;M特性(DC)中所检观啲最 大〈TO于确定使绕组中电流反向的时刻。
10、 根据权利要求9戶脱的方法，其特征在于，当特性(DC)己经/A^f检 测的最大值减少一给定量时，作出使绕组中电流反向的决定。
11 、 一种用于确定电机旋转方向的方法，戶/M电机在定子上具有绕组(125 )，在转子上具有永久磁铁，并且在作为电机转子关于电机定子的角位置的函数的反电动势的图形中电机还具有不对称性和/或偏心，所述绕组中电流的振幅由控制连接到绕组的电流驱动电路的反馈回路调节器控制，所述方法包括-在时段的多于两个时刻获取由反馈回路调节器生成的控制信号的特性。
12、 根据权利要求ll所述的方法包括 -获取时段中第一时亥啲控制信号特性的第一变化率；-获取时段中第二时刻的控制信彌性的第二变化率。
13、 根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述第一变化率在控制信号特性达到最大值之前获得，而所述第二变化率在控制信号特性达到最大值之 后获得。
14、 根据权利要求12或13所述的方法，其特征在于，将所述第一变化率与所述第二变化率作比较。
全文摘要
一种用于确定电机旋转方向的电路，该电机在反电动势作为电机转子(5)关于电机定子(6)的角位置的函数的图形中具有不对称性和/或偏心率，该电路接收表示BEMF的信号，使用信号中相应的不对称性和/或偏心率导出旋转的方向。表示反电动势的信号可以由控制电路生成。该控制电路可以具有一反馈回路调节器以生成一控制信号(TL或TR)来控制控制绕组中的电流(i_w)振幅的电流驱动电路(11，12)，该反馈回路调节器被配置为比较绕组中电流(i_w)的振幅与参考值(i_set)，并使用控制信号提供表示反电动势的信号。
文档编号H02P6/22GK101232267SQ200710303568
公开日2008年7月30日 申请日期2007年12月27日 优先权日2007年1月2日
发明者B·德考克, F·劳兰特, S·沃墨尔 申请人:Ami半导体比利时有限公司