专利名称：一种用于变频器的电流采样电路的制作方法
技术领域：
本实用新型属于变频控制技术领域，涉及一种用于变频器的电流采样电路。
背景技术：
在高性能的变频控制系统中，电流检测是一个关键环节，通过检测交流电机的相电流 进而实施对电压源型PWM逆变器的相电流进行闭环控制，以获得高精度的三相正弦波电流 信息，保证快速、准确的电磁转矩控制。经典的电流检测方法是应用电流传感器检测电流， 即在交流输出端设置3个或者至少2个相电流传感器，用以提供相电流反馈信号，直流电 流传感器常用于过流保护。
在变频器的设计中电流的检测方式是一个关系到成本和可靠性的关键问题，不同的检 测方式有不同的优缺点。常用的电流传感器是霍尔效应检测器，它不仅价格昂贵，而且体 积庞大，难以集成在电力电子装置中。近些年来，为减少电流传感器数目，减小设备体积， 降低设备成本，提高系统运行可靠性，逆变器相电流估计问题的研究备受关注。
发明内容
本实用新型要解决的技术问题是针对上述现有技术现状而提供一种用于变频器的电流 采样电路及其采样方法的技术方案。
本实用新型采用以下技术方案解决上述技术问题-
一种用于变频器的电流采样电路的基本方案，所述变频器包括六个开关管T1 T6，其 特征在于，所述电流采样电路在其直流母线负端或所述变频器的至少二相的下桥臂输出端 串联有采样电阻R。通过串联在所述采样电路上的采样电阻R，采集流经所述采样电阻R 的电流信息。
作为优选，所述电流采样电路在其直流母线负端串联有一个采样电阻R。 作为进一步优选，所述采样电阻R即为所述变频器的过流保护电阻。 用于上述变频器的电流采样电路的优选方案及进一步优选方案的电流采样方法，通过 串联在直流母线负端的采样电阻R，采集直流母线电流Idc信息，再根据六个开关管T1 T6的开关状态，并结合空间矢量PWM调制算法，进而重构电机的三相电流A、 B、 C。
作为上述电流采样方法的的优选，在采样计算过程中还采用一种补偿算法，用以解决 死区时间带来的负面影响，即在三相PWM的输出占空比中，根据相电流的正负号，加入或减少误差时间Ter。
作为上述电流采样电路基本方案的另一种优选方案，在所述变频器的三相下桥臂输出
端各自串联有一个采样电阻R1、 R2、 R3。
作为进一步优选，所述三个采样电阻R1、 R2、 R3即为所述变频器的过流保护电阻。 用于上述变频器的电流采样电路的后一种优选方案及进一步优选方案的电流采样方
法，其特征在于，在下桥臂流过电机的负载电流时，直接采样得到电机的三相负载电流信息。
本实用新型在其基本方案的基础上，提出了两种用采样电阻代替电流传感器进行电机 相电流的采样方案，将负载检测、过载、过流、短路保护均集中于同一电阻上，使系统得 以简化，有效降低了系统成本。而且采样方法简单，不涉及较复杂的运算，易于在工程上 实现，与驱动系统的负载及模型参数无关，可在任何三相平衡电流的交流电机驱动系统中 应用。
图1为本实用新型变频器母线单电阻电流采样电路原理图。
图2为本实用新型变频器母线单电阻电流采样电路方案逆变器开关处于(Sa， Sb， Sc) =(1， 0， O)状态时的电流走向示意图。
图3为本实用新型变频器空间矢量示意图。
图4为本实用新型变频器逆变桥开关状态示意图。
图5为本实用新型变频器PWM占空比示意图。
图6为本实用新型变频器逆变桥A相桥臂开关信号和输出电压示意图。 图7为本实用新型变频器三相电阻电流采样电路原理图。
图8为本实用新型变频器三相电阻电流采样电路方案电流处于(1， 0， O)状态电流向量 对应的下桥臂续流状态电流走向示意图。
具体实施方式
以下结合附图详细说明本实用新型的实施情况，但它们并不构成对本实用新型的限定， 仅作举例。同时通过说明本实用新型的优点将变得更加清楚和容易理解。
实施例一直流母线单电阻采样
直流母线单电阻采样电路的结构框图如图l所示，通过串联在直流母线负端的采样电阻 R，采集直流母线电流Idc的电信息，再根据六个开关管T1 T6的开关状态，并结合空间矢 量PWM调制算法，进而重构电机的三相电流A、 B、 C。该采样电阻正是利用了IPM功率模块的过流保护电阻，所以不会增加任何硬件成本。而传统的电流检测方法是应用电流传感器检 测电流，但较贵的传感器使得系统成本增加。另一种方法是利用多个廉价的线性电阻获取 电流信息，但在硬件受限的条件下，有时也难以实现。从降低系统成本、减小体积出发， 用单电流检测技术获取电机与驱动系统电流信息的方法成为一种有效方式。
上面提到的空间矢量pmi调制算法，其原理如下
空间矢量算法(SVPWM)是将定子电流产生的磁场分为6个相限和6个基本矢量、2个 零矢量，如图3所示。任意方向的定子磁场都是由两个相邻的基本矢量合成得到的。
如图4所示，每个基本矢量都对应一种开关状态，通过改变6个开关管的导通状态可 以随意切换6个基本矢量。图4的表格中，l代表上管导通、下管关断，0代表下管导通、 上管关断。例如，矢量V1对应A上、B下、C下导通，相当于A相电流为正，B、 C相电流 为负。其中，000和111分别代表两个零矢量，因为当3个上管同时导通或者3个下管同 时导通时，电机中没有电流流入或者流出。
任意方向的空间矢量被分为6个相限，每个相限的矢量都是由两个相邻的基本矢量和两 个零矢量构成，通过改变两个基本矢量的占空比来改变合成矢量的大小和方向。图5为第一 相限内矢量的占空比示意图，图中PWM波的占空比采用7段法表示，T1代表基本矢量V1的占 空比，T2代表基本矢量V2的占空比，T0和T7代表零矢量的占空比。这种PWM的调制方式就是 空间矢量脉宽调制(SVP丽)。
电机相电流重构技术在分析了互补PWM模式下逆变器换流基础上，现提出空间矢量 P丽(SVPWM)控制方式下交流电动机相电流重构技术。该技术用一个线性电阻采样逆变器 直流母线电流，根据逆变器所处开关状态和三相电流关系，计算出各相电流，实现交流电 动机的相电流重构。所谓互补输出即以图l所示的逆变系统中，同一桥臂的上、下两个功率 开关器件，在上桥臂器件导通时，下桥臂器件处于关断状态，反之亦然。
如前面所述，定义开关变量取0或1两种状态，其中1表示上桥臂功率开关器件导通； 0表示下桥臂功率开关器件导通。则有图4中表格所示的8种逆变器开关状态。其中，(Sa， Sb， Sc) = (0， 0, O)和(Sa， Sb, Sc) = (l， 1， l)时，逆变器输出电压为零，于是将逆变器 的这两种开关状态定义为零状态，而将其余6种状态定义为有效状态。当逆变器开关处于 有效状态时，例如处于(Sa, Sb， Sc) = (l， 0， 0)，其电流流通路径如图2所示。由图2 可见，该状态下，直流母线电流Idc即为交流电动机的A相电流。同理基于开关状态的定 子电流可表示如下，且电流方向以流向负载为正
Idc=Ia when (Sa， Sb， Sc) = (l,0'0)Idc=-Ia when (Sa, Sb， Sc) = (0,1,1) Idc=Ib when (Sa， Sb， Sc) = (0，l,0) Idc=-lb when (Sa, Sb， Sc) = (l，0, 1) Idc=Ic when (Sa， Sb， Sc) = (0，0，l) Idc=-Ic when (Sa， Sb， Sc) = (l'l，0) ldc=0 when (Sa, Sb， Sc) = (l，l，l) ldc=0 when (Sa， Sb' Sc) = (0，0,0)
图2为本实用新型控制器功率模块采用母线单电阻电流采样电路方案逆变器开关处于 (Sa, Sb， Sc) = (l, 0, O)状态时的电流走向示意图。因此，根据以上关系在有效状态的适 当时机对直流母线电阻进行采样，就能重构电机的三相电流。
技术关键点如前所述，采样电阻R上的电压Udc并不能全时域代表负载电流Ia、 Ib、 Ic，而与开关管的开关状态密切相关，因此对采样电阻R的采样时机便成为该项技术能否实 现的关键点。
如图3所示，当定子磁场位于第一相限时，其相限内任意方向的磁场矢量都是由基本矢 量(100)和(110)合成得到的。对应的PWM波形和开关管状态如图5所示，其中T1时间对 应100的开关状态，采样电阻上流过的电流如图2所示即为交流电动机的A相电流，且大小相 等方向相同；同理T2时间对应110的开关状态，采样电阻上流过的电流代表交流电动机的C 相电流，且大小相等方向相反。因此只有在T1时间和T2时间进行采样才能获得有效的电机 负载电流信息。
技术创新点理想情况下逆变器的上下桥臂的两个功率开关器件总是互补导通和关闭 的。但因为器件的导通和关断都需要一定时间，且一般是关断时间Toff比导通时间Tcm长。 因此在上下桥臂的导通和关断之间加入了一段死区延时Td，以防止直流侧短路。在死区时 间内，电流不可能突变，实际上是由导通的续流二极管构成了回路。因此理想的调制信号 和开关管输出的实际信号之间存在偏差。这个偏差引起死区效应，使输出电压波形产生畸 变，降低了基波幅值，增加了低次谐波含量和电机的谐波损耗，在低频以及高载波频率时， 会使电机电磁转矩发生较大脉动，严重地影响了系统的运行性能。并且对于直流母线单电 阻采样方案，当PWM输出展空比小于死区时间使得系统无法通过直流母线采样电阻进行采 样，因此严重影响该方案在低频、低负载条件下的可靠性，并容易带来更大的输出转矩换 相脉动。本专利提出了一种补偿算法，用以解决死区时间带来的负面影响。
如图6所示，以逆变器A相桥臂为例，详细分析了SVPWM死区效应及其补偿方法。图6中(a)、 (b)为理想的上、下桥臂开关管触发信号，(c)、 (d)为经死区延迟Td和器件开通延时 Ton、关断延时Toff之后的开关管实际输出信号，(e)为该相桥臂的输出电压波形.阴影部分 是上下桥臂都关断的安全余量区间，即两个开关管都关断的实际死区时间，为了避免与设 置的死区时间混淆，在此定义为误差时间Ter，此区间的输出电压值由负载电流的方向决定
1) 当电流ia为正时，下桥臂二极管D2导通，输出电压Uac^-0.5Vdc。
2) 当电流ia为负时，上桥臂二极管D1导通，输出电压Uac^0.5Vdc。 图6(e)中的两条虚线之间的宽度为理想的输出正脉冲电压时间，按照电流ia极性不同
分析实际输出脉冲电压与理想给定脉冲电压的宽度差值为
1) 当电流ia为正时，实际正脉冲宽度比理想给定脉冲宽度窄，减少的时间为
Ter = Td+Ton-Toff (1) 式中Td为死区时间；Ton、 Toff为器件的开通和关断时间；Ter为输出电压实 际脉宽与理想脉宽的误差时间。
2) 当电流ia为负时，实际正脉冲宽度比理想给定正脉冲宽度宽，增加的时间也为
对于其他两相逆变器输出电压脉宽，同样具有上述关系。因此只需要在三相pmi的输出
占空比中，根据相电流的正负号，加入或减少误差时间Ter，就能解决死区效应，同时也改 善了死区时间对直流母线单电阻电流采样的效果。
实施例二逆变器下桥臂三电阻式相电流采样
如图7所示，本实施例通过在逆变器每一相的下桥臂输出端各自串联一个采样电阻R1、 R2、 R3，在下桥臂流过电机的负载电流时，可以直接采样得到电机的三相负载电流信息。 同样这三个采样电阻也兼顾了IPM功率模块的过流保护功能。与实施例一相比，实施例二软 件实现相对容易，采样算法简单，且对死区效应不敏感，但硬件成本相对稍高。
本实施例同样采用上面提到的空间矢量PWM调制算法，其原理与方法同实施例一。
与实施例一一样，定义开关变量取0或1两种状态，其中1表示上桥臂功率开关器件 导通；0表示下桥臂功率开关器件导通。则有图4中表格所示的8种逆变器开关状态。其 中，(Sa， Sb， Sc) = (0， 0， O)和(Sa， Sb， Sc) = (l， 1， l)时，逆变器输出电压为零，于 是将逆变器的这两种开关状态定义为零状态，而将其余6种状态定义为有效状态。其中(0， 0， 0)即为下桥臂续流状态。
图8为本实用新型变频器三相电阻电流采样电路方案电流处于(1， 0, O)状态电流向量对应的下桥臂续流状态电流走向示意图。下桥臂电阻R1、 R2、 R3中流过的电流就是电机A、 B、 C三相的负载电流。其它几种有效状态的下桥臂续流方式与此类似。
因此，采用三电阻电流采样电路方案，即能直接获得电机的三相电流信息；使得采样 软件算法相对简单，易于编程及控制实施。
技术关键点如图8所示，在逆变器的三相下桥臂同时导通、三相上桥臂同时关断的情
况下，电机的三相电流会通过逆变器的三相下桥臂进行续流。这时，流过每相采样电阻的 电流即为电机真实负载相电流。因此只要保证每相电阻的采样时间都在逆变器下桥臂续流 的情况下，就能准确获得电机的三相电流信息。
权利要求1、一种用于变频器的电流采样电路，所述变频器包括六个开关管，其特征在于，所述电流采样电路在其直流母线负端或所述变频器的至少二相的下桥臂输出端串联有采样电阻。
2、 如权利要求l所述的用于变频器的电流采样电路，其特征在于，所述电流采样电路 仅在其直流母线负端串联有一个采样电阻。
3、 如权利要求2所述的用于变频器的电流采样电路，其特征在于，所述采样电阻即为 所述变频器的过流保护电阻。
4、 权利要求l所述的用于变频器的电流采样电路，其特征在于，所述电流采样电路为 在所述变频器的三相下桥臂输出端各自串联一个采样电阻。
5、 如权利要求4所述的用于变频器的电流采样电路，其特征在于，所述各自串联在所 述三相下桥臂输出端的三个采样电阻即为所述变频器的过流保护电阻。
专利摘要一种用于变频器的电流采样电路，包括六个开关管，在其直流母线负端或变频器的至少二相的下桥臂输出端串联有采样电阻；通过串联在所述采样电路上的采样电阻，采集流经所述采样电阻的电流信息。并进一步提供二个具体方案，其一电流采样电路仅在其直流母线负端串联有一个采样电阻，通过串联在直流母线负端的采样电阻，采集直流母线电流信息，进而重构电机的三相电流信息；其二在所述变频器的三相下桥臂输出端各自串联一个采样电阻，直接采样得到电机的三相负载电流信息。本实用新型采样方法简单，易于在工程上实现，可在任何三相平衡电流的交流电机驱动系统中应用。
文档编号H02M7/515GK201383763SQ200920147599
公开日2010年1月13日 申请日期2009年4月8日 优先权日2009年4月8日
发明者张和君, 涛 牛, 王和平 申请人:宁波德斯科电子科技有限公司