专利名称：适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路，属于电力
电子领域。
背景技术：
将电流源型带高频变压器T隔离的全桥升压类拓扑用于隔离的DC/DC(直流/直 流)变换器、单相与三相单级有源功率因数校正(APFC)电路、电动车的辅助能源系统以及 蓄电池充电器等方面有较大的优势。在电力电子技术领域，关于该类拓扑及其相关问题的 研究一直以来都备受各国研究人员的关注。类似于其他电流型拓扑，该类拓扑具有多方面 的优点(l)输入输出侧具有电气隔离；(2)能够实现多路输出，以及各路输出的电压等级 的调节；(3)不存在桥臂开关管直通、短路的危险，并且过流保护迅速；(4)主电路的开关管 容易实现软开关管等。 图1至图3为几种电流源型隔离全桥升压类拓扑，图1为隔离DC/DC变换器，图1 所述变换器包括直流电源U吣升压电感L、移相桥2、原边漏感!^、高频变压器T、输出整流 电路3、输出滤波电容C和负载R。移相桥2由开关管SrS4构成，输出整流电路3是由四个 二极管构成的单相的全桥整流电路。 图2为单相单级APFC电路，图2所述电路包括单相交流电源u吣输入整流电路1、 升压电感L、移相桥2、原边漏感L吣高频变压器T、输出整流电路3、输出滤波电容C和负载 R。移相桥2由开关管S「S4构成，输入整流电路1和输出整流电路3都是由四个二极管构 成的单相的全桥整流电路。 图3为三相单级APFC电路，图3所述电路包括三相交流电源，三个升压电感L、输 入整流电路1 、移相桥2、原边漏感Llk、高频变压器T、输出整流电路3、输出滤波电容C和负 载R。移相桥2由开关管S「S4构成，三相交流电源每一相串联一个升压电感L，输入整流电 路1是由六个二极管构成的三相的全桥整流电路，输出整流电路3是由四个二极管构成的 单相的全桥整流电路。 图4为各电路开关管SrS4的开关时序。开关管S工与S3的导通状态互补，^与S4 的导通状态互补，S^S4的导通比都固定在50%，但S3对开关管S2、 S4的导通相位差是可 控的。利用桥臂开关管直通(Sp^导通或者S3、S4导通)来实现升压电感L的充电，利用 桥臂开关管对臂导通(S"S4导通或者S2、S3导通)来实现升压电感L的放电以及能量向负 载的传递。图1、图2所示电路可工作于升压电感电流连续模式(CCM)或者电感电流断续模 式(DCM)，而图3所示电路只能工作于升压电感电流断续模式(DCM)。 然而，该类拓扑没能广泛应用的一个重要原因就是，由于高频变压器T原边绕组存在漏感，当桥臂开关管由直通状态向对臂导通状态切换时，相当于高频变压器T原边瞬 间接入了电流源，因此原边漏感上会产生高频的电压振荡，该电压振荡叠加在各开关管两 端增加了各开关管的电压应力，严重时会造成各开关管因过压而击穿，造成电路可靠性的 严重下降。 为了解决上述问题，近年来各国学者做了大量的工作。目前研究较多的解决方法 是采用有源箝位技术，即将一个带反并联二极管的开关管与电容的串联支路并联在电路 的桥臂上，该方法对高频变压器T原边电压振荡的抑制效果十分理想，然而该电路自身也 存在不足首先，有源箝位电路的采用引入了开关管，增加了控制电路的复杂程度，降低了 系统的可靠性；其次，该开关管的耐压与主电路各开关管相同，而开关管频率却是它们的2 倍，因此对于该开关管的选择难度较大。
发明内容
本发明目的是为了解决采用有源箝位技术防止开关管击穿的效果不理想的问题， 提供了适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路。 本发明包括续流二极管、第一电感、第一电容、第一二极管、第二电感、第二电容、 第二二极管，
第一二极管的阳极与第一电感的一端相连，第一电感的另一端与第一电容的一端相 连，第一电感的另一端还与续流二极管的阴极相连，
第二电容的一端与续流二极管的阳极相连，第二电容的一端还与第二电感的一端相 连，第二电感的另一端与第二二极管的阴极相连，
第一二极管的阴极与第二电容的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，第一 电容的另一端与第二二极管的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。
本发明的优点本发明的缓冲电路应用在电流源型、具有隔离功能、全桥、升压类 拓扑的电路中，高频变压器原边的振荡电压得到了有效的抑制，降低了开关管被击穿的危 险。防击穿的效果显著。
图1是背景技术中隔离DC/DC变换器的电路原理图，图2是背景技术中单相单级 APFC电路，图3是背景技术中三相单级APFC电路，图4是图1至图3所述电路中各开关管 的导通时序图，图5是本发明的电路结构示意图，图6是实施方式二的结构示意图，图7至 图10是实施方式一所述电路在工作过程各阶段的等效电路图，图11至图14是实施方式二 所述电路在工作过程各阶段的等效电路图，图15是采用传统APFC电路时的高频变压器T 原边电压波形图，图16是采用本发明所述缓冲电路的APFC电路时高频变压器T原边电压 波形图。
具体实施例方式
具体实施方式
一 下面结合图l至图10、图15和图16说明本实施方式，本实施方 式包括续流二极管D、第一电感Lp第一电容Q、第一二极管Du、第二电感l^、第二电容(^、第 二二极管1，
第一二极管Du的阳极与第一电感1^的一端相连，第一电感1^的另一端与第一电容Q 的一端相连，第一电感^的另一端还与续流二极管D的阴极相连，
第二电容G的一端与续流二极管D的阳极相连，第二电容G的一端还与第二电感1^的 一端相连，第二电感1^的另一端与第二二极管的阴极相连，
第一二极管Du的阴极与第二电容(^的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，
第一电容Q的另一端与第二二极管的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。 第一电容Q和第二电容C2的电容值相等，第一电感和第二电感L2的电感值相 等。 本实施方式所述的缓冲电路应用在电流源型、具有隔离功能、全桥、升压类拓扑的 APFC (ActivePowerFactorCorrection，有源功率因数校正)电路中，例如，本发明所述缓冲 电路可以应用在图1-图3所示的电路中，将所述缓冲电路的正输出节点A和负输出节点B 分别与图1、图2、图3所示电路中的同名节点相连即可。 下面以本发明电路应用在图1所述的隔离DC/DC变换器电路为例来说明其工作原理。 为了便于分析，作如下假设(l)电路中各元器件均为理想元器件；(2)输入电压 为理想的正弦波，并且三相严格对称；(3)输出滤波电容C足够大，可使输出直流电压保持 恒定；(4)电路的开关管频率远高于电网频率，在一个开关周期中，输入电压基本保持不 变。 在升压电感L的一个充放电周期内，电路共有4个工作阶段，各阶段的等效电路如 图7至图IO所述。 阶段l(升压电感电流断续阶段)参见图7所示，本阶段桥臂开关管对臂导通(这 里假设开关管S2、 S3导通，S" S4截止)，高频变压器T原边电路的各支路电流都为零，高频 变压器T原边电压UT=nU。，其中n为高频变压器T原副边绕组的匝数比，U。为输出电压滞 一电容Q两端电压Ua=第二电容C2两端电压UC2=nU。/2 ;高频变压器T副边电流为零，负载 R电流由输出滤波电容C放电单独供电。 阶段2(升压电感充电阶段1):参见图8所示，本阶段各开关管中，S"S2导通，S3、 S4截止。输入电压相当于直接加在升压电感L两端，电感电流线性增加。缓冲电路中第一 电容Q和第一电感谐振，第二电容C2与第二电感L2谐振，其中，第一电容Q通过二极管 D『开关管S工和S2向电感释放能量，电流流向为第一电容Q —第一电感1^ —第一二 极管Du —开关管S工一开关管S2 —第一电容Q ;第二电容C2通过第二二极管D『开关管S工 和S2向第二电感L2释放能量，电流流向为第二电容C2 —开关管S工一开关管S2 —第二二 极管D^2 —第二电感L2 —第二电容C2。因此，本阶段第一电容Q两端电压Ua=第二电容C2 两端电压Ue2逐渐减小，而第一电感与第二电感L2的电流逐渐增加。本阶段，负载R电流由输出滤波电容C放电单独供电。 阶段3(升压电感充电阶段2):参见图9所示，本阶段各开关管的开关状态不变。 第一电容Q与第二电容(:2的能量释放完毕，两电容的电压保持为零，第一电感1^与第二电 感1^的电流增加到了本周期内的最大值。此时，第一电感1^与第二电感1^串联并通过续 流二极管D、开关管S工和S2续流，电流流向为第二二极管—第二电感L2 —续流二极管 D —第一电感—第一二极管Du —开关管S工一开关管S2 —第二二极管D^。本阶段，负载 R电流由输出滤波电容C放电单独供电。 阶段4(升压电感放电阶段)参见图10所示，本阶段各开关管中，S"S4导通，S2、 ^截止。此时，三相交流电源与升压电感L同时向负载供电。 三相交流电源向负载R供电，电流流向为三相交流电源一升压电感L—开关管 S工一高频变压器T的原边绕组一原边漏感Llk —开关管S4 —三相交流电源。
第一电感1^与第二电感1^串联通过第一二极管Du、第二二极管D『续流二极管 D，开关管S^S4以及高频变压器T原边构成回路将能量转移给负载，电流流向为第二二极 管—第二电感L2 —续流二极管D —第一电感—第一二极管Du —开关管S工一高频变 压器T的原边绕组一原边漏感Llk —开关管S4 —第二二极管D^，
同时第一电感通过第一二极管D『续流二极管D向第二电容C2充电，第二电感L2通 过第二二极管D『续流二极管D向第一电容Q充电，给第一电容Q充电的电流流向为第 二电感L2 —续流二极管D —第一电容Q —第二二极管—第二电感L2第一电容Q。
给第二电容C2充电的电流流向为第一 电感k —第一二极管Du —第二电容C2 — 续流二极管D—第一电感L" 此时由高频变压器T原边漏感产生的电压振荡为电容Q与C2所吸收。 以上4个阶段过后，升压电感L又将进行下一轮充放电，具体过程与以上类似，这
里不再重复叙述。 采用本发明的缓冲电路使高频变压器T原边的振荡电压得到了有效的抑制，降低 了开关管被击穿的危险，图15是未采用本发明缓冲电路的高频变压器原边电压波形，图16 是采用本发明缓冲电路的高频变压器原边电压波形，从两个图的对比可以看出，采用本发 明的缓冲电路后，没有尖峰，这样，就降低了开关管被击穿的危险，防击穿的效果显著。
具体实施方式
二、下面结合图11至图14说明本实施方式，本实施方式与具体实施 方式一的不同之处在于，它还包括第三二极管Da和第四二极管D^，第三二极管Da并联在 第一电容Q的两端，且第三二极管DC1的阳极连接负输出节点B，第四二极管DC2并联在第二 电容G的两端，且第四二极管DC2的阴极连接正输出节点A，其它与实施方式一相同。
在升压电感L的一个充放电周期内的各阶段的等效电路如图11至图14所述。其 中阶段1、阶段2与实施方式一中的相同，阶段3和阶段4与实施方式一不同，具体分析如 下
阶段l(升压电感电流断续阶段)参见图ll所示，本阶段桥臂开关管对臂导通(这里
假设开关管S2、 S3导通，S4截止)，高频变压器T原边电路的各支路电流都为零，高频变 压器T原边电压UT=nU。，其中n为高频变压器T原副边绕组的匝数比，U。为输出电压；第一 电容Q两端电压Ua=第二电容C2两端电压UC2=nU。/2 ;高频变压器T副边电流为零，负载R 电流由输出滤波电容C放电单独供电。
阶段2(升压电感充电阶段1):参见图12所示，本阶段各开关管中，S"^导通，S3、 S4截止。输入电压相当于直接加在升压电感L两端，电感电流线性增加。缓冲电路中第一 电容Q和第一电感谐振，第二电容C2与第二电感L2谐振，其中，第一电容Q通过二极管 D『开关管S工和S2向电感k释放能量，电流流向为第一电容Q —第一电感—第一二 极管Du —开关管S工一开关管S2 —第一电容Q ;第二电容C2通过第二二极管D『开关管S工 和S2向第二电感L2释放能量，电流流向为第二电容C2 —开关管S工一开关管S2 —第二二 极管D^2 —第二电感L2 —第二电容C2。因此，本阶段第一电容Q两端电压Ua=第二电容C2 两端电压Ue2逐渐减小，而第一电感与第二电感L2的电流逐渐增加。本阶段，负载R电流 由输出滤波电容C放电单独供电。 阶段3(升压电感充电阶段2):参见图13所示，本阶段各开关管的开关状态不变。 第一电容Q与第二电容C2的能量释放完毕。此时，第一电感通过第三二极管Da续流， 电流流向为第三二极管DC1 —第一电感1^ —第一二极管Du —开关管S:—开关管S2 —第 三二极管Dd ;同时，第二电感1^通过第四二极管D^续流，电流流向为第四二极管D^—开 关管S工一开关管S2 —第二二极管—第二电感L2 —第四二极管DC2。本阶段，负载R电 流由输出滤波电容C放电单独供电。 阶段4(升压电感放电阶段)参见图14所示，本阶段各开关管中，S^S4导通，S2、 S3截止。此时，三相交流电源向负载R供电，同时第一电感和第二电感L2分别将能量转 移至负载R。 三相交流电源向负载R供电，电流流向为三相交流电源一升压电感L—开关管 S工一高频变压器T的原边绕组一原边漏感Llk —开关管S4 —三相交流电源。
第一电感将能量转移至负载，电流流向为第三二极管DC1 —第一电感—第 一二极管Du —开关管S工一高频变压器T的原边绕组一原边漏感Llk —开关管S4 —第三二 极管DC1。 第二电感L2将能量转移至负载，电流流向为第四二极管DC2 —开关管S工一高频 变压器T的原边绕组一原边漏感Llk —开关管S4 —第二二极管D^2 —第二电感L2 —第四二 极管DC2。 同时第一 电感通过第一二极管Du、续流二极管D向第二电容C2充电，第二电感 L2通过第二二极管D^2、续流二极管D向第一 电容Q充电，给第一 电容Q充电的电流流向为 第二电感L2 —续流二极管D —第一电容Q —第二二极管D^2 —第二电感L2第一电容Q。
给第二电容C2充电的电流流向为第一 电感—第一二极管Du —第二电容C2 — 续流二极管D—第一电感L" 此时由高频变压器T原边漏感产生的电压振荡为电容Q与C2所吸收。 以上4个阶段过后，升压电感L又将进行下一轮充放电，具体过程与以上类似，这
里不再重复叙述。
权利要求
适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路，其特征在于，它包括续流二极管(D)、第一电感(L1)、第一电容(C1)、第一二极管(DL1)、第二电感(L2)、第二电容(C2)、第二二极管(DL2)，第一二极管(DL1)的阳极与第一电感(L1)的一端相连，第一电感(L1)的另一端与第一电容(C1)的一端相连，第一电感(L1)的另一端还与续流二极管(D)的阴极相连，第二电容(C2)的一端与续流二极管(D)的阳极相连，第二电容(C2)的一端还与第二电感(L2)的一端相连，第二电感(L2)的另一端与第二二极管(DL2)的阴极相连，第一二极管(DL1)的阴极与第二电容(C2)的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，第一电容(C1)的另一端与第二二极管(DL2)的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。
2. 根据权利要求1所述的适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路， 其特征在于，它还包括第三二极管(Da)和第四二极管(D^)，第三二极管(Dd)并联在第一电 容(C》的两端，且第三二极管(Dd)的阳极连接负输出节点B，第四二极管(Dc》并联在第二 电容(C》的两端，且第四二极管(DJ的阴极连接正输出节点A。
3. 根据权利要求2所述的适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路， 其特征在于，第一电容(C》和第二电容(C》的电容值相等。
4. 根据权利要求2所述的适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路， 其特征在于，第一电感(L》和第二电感(L》的电感值相等。
全文摘要
适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路，属于电力电子领域，本发明为解决采用有源箝位技术防止开关管击穿的效果不理想的问题。本发明包括续流二极管、第一电感、第一电容、第一二极管、第二电感、第二电容、第二二极管，第一二极管的阳极与第一电感的一端相连，第一电感的另一端与第一电容的一端相连，第一电感的另一端还与续流二极管的阴极相连，第二电容的一端与续流二极管的阳极相连，第二电容的一端还与第二电感的一端相连，第二电感的另一端与第二二极管的阴极相连，第一二极管的阴极与第二电容的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，第一电容的另一端与第二二极管的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。
文档编号H02M3/06GK101795061SQ201010116880
公开日2010年8月4日 申请日期2010年3月3日 优先权日2010年3月3日
发明者孙绍华, 孟涛, 李春鹏, 贲洪奇 申请人:哈尔滨工业大学