专利名称：一种适于微小功率逆变的直流升压电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种直流升压电路，具体的涉及一种适于微小功率逆变的直流升压电路。
背景技术：
光伏(PV)电池产生直流电，直流电经控制器存储于蓄电池。蓄电池电压随着电量的变化会在12V左右波动。大多数的家用电器都要求交流220V供电，并且对交流电的幅值 和波形质量要求很高。传统逆变装置一般采用先逆变后升压的方式，成本高、电路复杂、调 试困难且波形质量不是很好。高频逆变装置是将蓄电池直流电先经直流升压生成稳定的 330V直流电，再经逆变电路转换成50HZ、220V交流电的装置。电路相对简单、成本较低，采 用数字化的控制方法，调试简单，波形质量也有了很大改善。我国的光伏发电行业尚处在起步阶段，并网发电的规范和技术都不是很成熟，离 实际应用还有一段距离。但家用或是便携式独立的光伏发电系统的市场已经逐步打开，这 就为微小功率的光伏逆变装置提供的广阔的发展空间。目前，逆变装置的DC向AC转换电路的技术已经非常成熟，且转换效率也非常高， 可以实现94%以上的转换效率。直流升压电路的发展潜力还很大，提高直流升压电路的转 换效率对提高逆变装置的转换效率意义重大。
发明内容
直流升压电路是逆变装置中的一项十分重要的环节，其发展水平对逆变装置的性 能起到一定的决定作用。本发明为提高转换效率提出一种将PV阵列生成储存于蓄电池的 低压12V直流电转换成330V直流电的微小功率光伏逆变的直流升压电路。本发明采取的技术方案如下，一种适于微小功率逆变的直流升压电路包括两路 对称的推挽电路，输出结果相叠加，产生380V的交流电，其变压器的次级线圈串接在一一 起；整流滤波电路将380V交流电，整流滤波生成330V直流电，所述整流滤波电路采用全波 整流滤波，由四个二极管组成的整流桥串联电感和电容组成的滤波电路构成；PWM生成及 稳压控制电路主要包括第二电阻、第三电阻、稳压管、比较器、二极管、光耦、PWM控制器，第 二电阻和第三电阻对整流滤波电路生成的330V直流电进行分压，与稳压管稳定的参考电 压经比较器进行比较输出高低电平，高低电平经二极管，光耦隔离，加到PWM控制器的差分 放大器反向输入端，差分放大器的正向输入端接入稳定的参考电压。两路对称推挽升压电路的变压器的次级线圈分别接在整流滤波电路的交流输入 端，整流滤波电路的直流输出端VH接PWM生成及稳压控制电路。推挽升压电路中的四个开关器件(Q5、Q6、Q7、Q8)在高频开关信号下工作，并且两 个为一组在PWM信号控制下交替导通。差分放大器动态地调节PWM输出信号的脉宽，当直 流电压高于330V时，脉宽占空比为0%，当直流电压低于330V时脉宽占空比为50%。所述PWM生成及稳压控制电路具体电路连接为第二电阻(R2)与第三电阻(R3)的一端串联后接到比较器(Ul)的同向输入端，第四电阻(R4)的一端接到15V电源上，另一 端与稳压管(Dl)的副端连接后接到比较器(Ul)的反向输入端，比较器(Ul)的输出端接到 二极管(D2)正向输入端，二极管(D2)的输出端接到光耦(U4)的输入端，光耦(U4)的输出 一端接到差分放大器(U3)的反向输入端，另一端通过第五电阻(R5)接地，第六电阻(R6) 一端接PWM控制器生成的参考电压，另一端接电阻第七电阻(R7)、第八电阻(R8)相连接的 一端，第七电阻(R7)的另一端接到差分放大器(U3)的同向输入端，第八电阻(R8)的另一 端接地。本发 明所涉及的直流升压电路，适用于微小功率的光伏逆变装置。电路结构简单； 采用两组推挽电路叠加的升压方式，转换效率较普通的反激电路高，对器件的参数要求不 高；电路生产成本较低。
图1是微小功率逆变装置的总体框图；图2是本发明的直流升压电路；图3是本明电路中的PWM生成及稳压控制电路。图中，蓄电池1，直流升压电路2，DC向AC变换电路13，推挽升压电路17、18，整流 滤波电路26，PWM生成及稳压控制电路46。
具体实施例方式图1为微小功率逆变装置的总体框图。蓄电池1存储光伏电池产生的直流电，并将 直流电加到直流升压电路2。直流升压电路2将蓄电池1的12V直流电升压至稳定的330V 直流电，并将330V的直流电，加到DC向AC变换电路13。DC向AC变换电路13，将稳定的 330V直流电，转换成工频220V的交流电。DC向AC变换电路13 是典型的全桥逆变电路，四个MOS管Ql、Q2、Q3、Q4构成逆 变全桥，SPWM控制及MOSFET驱动模块，驱动四个MOS管Ql、Q2、Q3、Q4的通断，全桥逆变电 路后接由Li、Cl构成的LC滤波电路。电阻Rl为一个阻性负载。图2为本发明的直流升压电路。采用了在本领域内公知的推挽升压电路拓扑。直 流升压电路将两组对称的推挽升压电路17、18输出结果叠加，以将蓄电池1的在12V左右 波动的直流电转化为380V的交流电。整流滤波电路26将380V的交流电转化为330V的直 流电，整流滤波电路采用全波整流，由四个二极管组成的整流桥串联电感L2和电容C2组 成。两对称推挽升压电路的变压器T1、T2的次级线圈分别接在整流滤波电路的整流桥的交 流输入端。整流滤波电路的直流输出端VH接PWM生成及稳压控制电路46。推挽升压电路 中的四个开关器件Q5、Q6、Q7、Q8在高频开关信号下工作，并且两个为一组在PWM信号15、 16控制下交替导通。这四个开关的功率损耗占总体损耗很大的比重。图3为图2中所示的PWM生成及稳压控制电路46。电阻R2、R3对330V的直流电 进行分压，与稳压管Dl稳定的参考电压经比较器U1，进行比较输出高低电平。高低电平经 二极管D2，光耦U4隔离，加到PWM控制器U2的差分放大器U3反向输入端。差分放大器U3 的正向输入端接入稳定的参考电压。动态的调节PWM输出信号15和16的脉宽，当直流电 压高于330V时，脉宽占空比为0%，当直流电压低于330V时脉宽占空比为50%，进而实现稳压控制的效果。
图3所示PWM生成及稳压控制电路具体电路连接如下第二电阻R2与第三电阻 R3的一端串联后接到比较器Ul的同向输入端。第四电阻R4的一端接到15V电源上，另一 端与稳压管Dl的副端连接后接到比较器Ul的反向输入端。比较器Ul的输出端接到二极 管D2正向输入端，D2的输出端接到光耦U4的输入端。光耦U4的输出一端接到差分放大 器U3的反向输入端，另一端通过第五电阻R5接地。第六电阻R6 —端接到PWM控制器生成 的参考电压Vref，另一端接到电阻第七电阻R7、第八电阻R8相连接的一端，第七电阻R7的 另一端接到差分放大器U3的同向输入端，第八电阻R8的另一端接地。
权利要求
一种适于微小功率逆变的直流升压电路，包括推挽升压电路、整流滤波电路、PWM生成及稳压控制电路，其特征在于两路对称的推挽电路(17、18)输出结果相叠加，产生380V的交流电，其变压器(T1、T2)的次级线圈串接在一起；整流滤波电路将380V交流电，整流滤波生成330V直流电；PWM生成及稳压控制电路主要包括第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、稳压管(D1)、比较器(U1)、二极管(D2)、光耦(U4)、PWM控制器(U2)，第二电阻(R2)和第三电阻(R3)对整流滤波电路生成的330V直流电进行分压，与稳压管(D1)稳定的参考电压经比较器(U1)进行比较输出高低电平，高低电平经二极管(D2)，光耦(U4)隔离，加到PWM控制器(U2)的差分放大器(U3)反向输入端，差分放大器(U3)的正向输入端接入稳定的参考电压。
2.根据权利要求1所述的直流升压电路，其特征在于所述整流滤波电路采用全波整 流滤波，由四个二极管组成的整流桥串联电感(L2)和电容(C2)组成的滤波电路构成。
3.根据权利要求1或2所述的直流升压电路，其特征在于两路对称推挽升压电路 (17,18)的变压器(T1、T2)的次级线圈分别接在整流滤波电路的交流输入端，整流滤波电 路的直流输出端(VH)接PWM生成及稳压控制电路。
4.根据权利要求1所述的直流升压电路，其特征在于推挽升压电路中的四个开关器 件(Q5、Q6、Q7、Q8)在高频开关信号下工作，并且两个为一组在PWM信号(15、16)控制下交 替导通。
5.根据权利要求1所述的直流升压电路，其特征在于差分放大器(U3)动态地调节 PWM输出信号(15、16)的脉宽，当直流电压高于330V时，脉宽占空比为0%，当直流电压低 于330V时脉宽占空比为50%。
6.根据权利要求1所述的直流升压电路，其特征在于所述PWM生成及稳压控制电路 具体电路连接为第二电阻(R2)与第三电阻(R3)的一端串联后接到比较器(U1)的同向输 入端，第四电阻(R4)的端接到15V电源上，另一端与稳压管(D1)的副端连接后接到比较器 (U1)的反向输入端，比较器(U1)的输出端接到二极管(D2)正向输入端，二极管(D2)的输 出端接到光耦(U4)的输入端，光耦(U4)的输出一端接到差分放大器(U3)的反向输入端， 另一端通过第五电阻(R5)接地，第六电阻(R6) —端接PWM控制器生成的参考电压，另一端 接电阻第七电阻(R7)、第八电阻(R8)相连接的一端，第七电阻(R7)的另一端接到差分放大 器(U3)的同向输入端，第八电阻(R8)的另一端接地。
全文摘要
本发明涉及一种适于微小功率逆变的直流升压电路，由两路对称的推挽电路、整流滤波电路、PWM生成及稳压控制电路构成，两路对称的推挽电路输出结果相叠加，产生380V的交流电；整流滤波电路将380V交流电，整流滤波生成330V直流电；PWM生成及稳压控制电路中第二电阻(R2)和第三电阻(R3)对整流滤波电路生成的330V直流电进行分压，与稳压管(D1)稳定的参考电压经比较器(U1)进行比较输出高低电平，高低电平经二极管(D2)、光耦(U4)，加到PWM控制器(U2)的差分放大器(U3)反向输入端，差分放大器(U3)的正向输入端接入稳定的参考电压。本发明电路结构简单；采用两组推挽电路叠加的升压方式，转换效率较普通的反激电路高，对器件的参数要求不高；电路生产成本较低。
文档编号H02M3/337GK101860221SQ20101016914
公开日2010年10月13日 申请日期2010年5月5日 优先权日2010年5月5日
发明者袁磊, 魏学业 申请人:北京交通大学