专利名称：一种基于可控硅的功率调节装置的制作方法
技术领域：
本发明属于用电设备的功率调节技术领域，更为具体地讲，涉及到一种基于可控 硅的功率调节装置。
背景技术：
可控硅又称晶间管，具有耐压高、容量大、体积小等特点，是一种大功率型半导体 器件，广泛应用于电力电子线路中。可控硅又可细分为单向可控硅和双向可控硅两种。由 于本发明中只用到了单向可控硅，所以下面只对单向可控硅加以介绍，并为简便起见，在以 下说明中将其简称为可控硅，即若无特殊说明，说明书中提到到可控硅即为单向可控硅。可控硅具有阳极、阴极和控制极三个引脚，导通和截止两种工作状态。当可控硅处 于导通状态时，阳极与阴极间压降极低，约为IV，在大功率应用中可以忽略；当处于截止状 态时，阳极和阴极间漏电流很小，可认为处于完全截止状态。可控硅只有在阳极与阴极之间加有正向电压时，才可以被施加到控制极与阴极间 的正向触发电压触发导通。可控硅导通后，只要阳极和阴极之间仍保持正向电压，无论触发 电压是否继续存在，都将一直保持导通状态，直到这种正向电压被撤除，如阳极和阴极之间 电压变为零或极性发生改变时，才重新回到截止状态。一旦回到截止状态，可控硅就只能在 阳极和阴极间又重新具有正向电压，且在控制极和阴极之间存在正向触发电压时方可再次 被触发导通。可控硅功率调节装置是以可控硅为基础，通过数字控制电路完成电压调节的方式 来调节功率电器设备。调压方式上，传统方法是移相调压，即通过调整可控硅导通角来切削 正弦波，进而得到大小不同的电功能量。传统方法所得到的输出电压波形畸变严重，在电网 系统中产生大量谐波分量。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提出一种能够有效地抑制谐波分量，提 高功率因数，从而减少对电网的污染的基于可控硅的功率调节装置。为实现上述发明目的，本发明的基于可控硅的功率调节装置，其特征在于，包括一台变压器，该变压器具有两个不同变比的第一级次级输出、第二级次级输出，变 压器的初级接电网主回路，两个次级输出输出相位相同、电压不同的第一级电压和第二级 电压，其中，第一级电压小于第二级电压；两组可控硅，分别接变压器的两个次级输出；每组可控硅由一个正相可控硅和一 个负相可控硅组成，正相可控硅的阳极接变压器的次级输出，负相可控硅的阴极接变压器 的次级输出，正相可控硅的阴极与负相可控硅的阳极连接在一起，作为该组可控硅的输出； 两组可控硅的输出连接在一起，并接需要进行功率调节的负载；一个控制器，控制器的相位捕获模块与变压器的次级输出连接，用于获得次级输 出电压的相位信息，并根据负载需要的功率，调节导通角α，输出触发信号给两组可控硅
(1)、当次级输出电压正半周过零点时，控制器输出触发信号给与第一级次级输出 相连接的一组可控硅，触发其正相可控硅导通，由第一级电压为负载提供电压；(2)、当次级输出电压正半周相位位于导通角α处时，控制器输出触发信号给与 第二级次级输出相连接的一组可控硅，触发其正相可控硅导通，同时，与第一级次级输出相 连接的一组可控硅的正相可控硅因承受反向电压而自动关断，此时，负载由第一级电压转 换成第二级电压供电；(3)、当次级输出电压负半周过零点时，控制器输出触发信号给与第一级次级输 出相连接的一组可控硅，触发其负相可控硅导通，与第二级次级输出相连接的一组可控硅 的正相可控硅因承受反向电压而自动关断，此时，负载由第二级电压转换成第一级电压供 电；(4)、当次级输出电压负半周相位位于导通角π + α处时，控制器输出触发信号给 与第二级次级输出相连接的一组可控硅，触发其负相可控硅导通，同时，与第一级次级输出 相连接的一组可控硅的负相可控硅因承受反向电压而自动关断，此时，负载由第一级电压 转换成第二级电压供电；控制器按照上述触发时序，周期性地控制两组可控硅的导通和关闭，调节负载的功率。本发明的发明目的是这样实现的本发明基于可控硅的功率调节装置中，根据需要的功率，调节导通角α，使其在 0-π范围内变化，即可实现输出电压在第二级电压与第一级电压范围内的连续调节。本发 明基于可控硅的功率调节装置在实现负载电压值连续可调的同时还减小了系统震荡。通过 Matlab仿真可以发现，该方法与移相调功相比产生的谐波失真度(THDu)要小得多。谐波失 真度(THDu)小，说明谐波分量得到了抑制，功率因数得到了提高，从而减少对电网的污染。
图1是本发明基于可控硅的功率调节装置一种具体实施方式
原理图；图2是图1所示基于可控硅的功率调节装置的输出波形及触发信号时序图；图3是过零功率调节装置的输出电压波形图；图4是移相功率调节装置的输出电压波形图；图5是图1所示基于可控硅的功率调节装置的输出电压-THDu曲线图；图6是图1中第二级电压U2与第一级电压U1的比值B —输出电压Utl的THDu最 大值的关系曲线图；图7是图1所示基于可控硅的功率调节装置的级联实施方式原理图；图8是本发明基于可控硅的功率调节装置另一种具体实施方式
原理图。
具体实施例方式下面结合附图对本发明的具体实施方式
进行描述，以便本领域的技术人员更好地 理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许 会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。实施例1
图1是本发明基于可控硅的功率调节装置一种具体实施方式
原理图。在本实施例中，如图1所示，本发明基于可控硅的功率调节装置包括变压器T、两 组可控硅SCRp SCR2以及微控制器K。变压器T具有两个不同变比的第一级次级输出S1、第二级次级输出S2。变压器T 的初级P接电网主回路，电网主回路电压为Ui,两个次级输出SpS2输出相位相同、电压不同 的第一级电压U1和第二级电压U2，其中，第一级电压U1小于第二级电压u2。两组可控硅SCR” SCR2分别接变压器T的两个次级输出，第一级次级输出S1、第二 级次级输出s2。可控硅组SCR1由正相可控硅A1和负相可控硅B1组成，可控硅组SCR2由正 相可控硅A2和一负相可控硅B2组成。正相可控硅ApA2的阳极分别接变压器T的次级输出SpS2，负相可控硅BpB2的阴 极分别接变压器τ的次级输出Si、S2,正相可控硅Ap A2的阴极分别与负相可控硅Bi、B2的 阳极连接在一起，作为可控硅组SCRp SCR2的输出；两组可控硅SCRp SCR2的输出连接在一 起，并接需要进行功率调节的负载R ；在本实施例中，控制器采用微控制器K，微控制器K的相位捕获模块与变压器的次 级输出S1连接，用于获得次级输出电压U1的相位信息，并根据负载R需要的功率，调节导通 角α，输出触发信号给两组可控硅SCRp SCR2。图2是图1所示基于可控硅的功率调节装置的输出波形及触发信号时序图。在本实施例中，如图1、2所示(1)、当次级输出电压正半周过零点时，微控制器K输出触发信号Tr1给与第一级 次级输出S1相连接的一组可控硅SCR1，触发其正相可控硅A1导通，由第一级电压U1为负载 R提供电压u0;(2)、当次级输出电压正半周相位位于导通角α处时，微控制器K输出触发信号 Tr2给与第二级次级输出S2相连接的一组可控硅SCR2，触发其正相可控硅A2导通，同时，与 第一级次级输出S1相连接的一组可控硅的正相可控硅因承受反向电压而自动关断，此时， 负载由第一级电压U1转换成第二级电压U2供电；(3)、当次级输出电压负半周过零点时，微控制器K输出触发信号Tr3给与第一级 次级输出S1相连接的一组可控硅SCR1，触发其负相可控硅导通B1，与第二级次级输出S2相 连接的一组可控硅SCR2的正相可控硅A2因承受反向电压而自动关断，此时，负载R由第二 级电压U2转换成第一级电压U1供电；(4)、当次级输出电压负半周相位位于导通角π + α处时，微控制器K输出触发信 号Tr4给与第二级次级输出S2相连接的一组可控硅SCR2,触发其负相可控硅导通B2,同时， 与第一级次级输出S1相连接的一组可控硅SCR1的负相可控硅B1因承受反向电压而自动关 断，此时，负载R由第一级电压U1转换成第二级电压U2供电；微控制器K按照上述触发时序，控制两组可控硅SCRp SCR2的导通和关闭，调节负 载R的功率。调节导通角α使其在0-π范围内变化，即可实现输出电压U。在第二级电压112第 一级电压U1范围内的连续调节；而输出电压U。在O-U1范围内的电压调节，则仍使用传统的 移相调功方式，在微控制器K控制下，通过调节可控硅组SCR1来实现，这就保证了系统输出 电压在O-U2范围内的连续可调。
在本实施中，如图1所示，微控制器K还包括一通信接口，用于与上位机交互，实现 人机交互和远程控制。在本实施例中，获取调节导通角α方法为本发明基于可控硅的功率调节装置硬件上较传统方法更复杂，需要提供至少两级 源电压，且要求这些源电压同频同相，该问题可采用同一变压器多输出抽头的方法予以解 决。同时导通角α值的计算也需要一定的技巧，在本实施例中，采用以下方法，获取导通角 α 本发明利用两级电压有效值U1和U2，以及负载上需要的电压有效值U。，得到求解 导通角α值的数学方程f 令众HP，则 U2 -Uxf(a ) = 2a-sin2a-k = 0。(2)显然，(2)式为超越方程，不存在解析解，所以需采用数值计算的方法求出所需精 度的近似解。又因为目前微控制器的运算速度都已经很快，而调功系统工作在50Hz工频 下，对处理时间的要求很低，所以很多数值计算方法都可以用来求解，如牛顿迭代法，二分 法等。下面只对牛顿迭代法的使用加以说明。牛顿迭代法又称为牛顿_拉夫逊方法(Newton-Raphson method)，它是牛顿在17 世纪提出的一种在实数域和复数域上近似求解方程的方法。牛顿迭代法是求方程根的重要 方法之一，其最大优点是在方程的单根附近具有平方收敛。在⑵式中，设r是f(a) =0 的根，选取α ^作为r初始近似值，过点，f(a0))做曲线y = f(a)的切线上，L的方 程为
切线与
7
1(a) =2 (l-cos2 a 0) a +2 a 0cos2 a 0_sin 2 a 0_k,(3)
求出上与α轴交点的横坐标
ai=a0 + k-2a^shl2a%(4)
2(l-cos2a0)
称^为！·的一次近似值。过点(h，f(ai))做曲线y = f(a)的切线，并求该 α轴交点的横坐标
a2=ai + kZ2a1±^2aLf(5)
2(l-cos2orj)
称^为！·的二次近似值。重复以上过程，得r的近似值序列，其中
wAz^t^^，(6)
2(1 - cos 2a n)
称为r的η+l次近似值，以上即为牛顿迭代求根方法。 因为曲线y = f(a)的导数
f(a) = 2-2cos2 a > 0,0 < a < ji ,(7)
所以曲线是单调的。
又因为
(8)所以f (0) = -k < 0,(9)f(ji) = 23i-k > 0,(10)综合考虑(7) (9) (10)式及方程的连续性，可知对于特定的输出电压队，方程 f(a)= 0有且只有一个解r，所以采用牛顿迭代法求近似解是可行的。通过编程验证牛顿迭代法的准确度如表1所示 表 1通过观察可以发现，该方法具有很好的收敛性，只经过两次迭代就已经达到了很 高的精度。对比前两组数据，在起始值均为90°的情况下，经过两次迭代后，正解为120° 的误差明显要小于正解为45°的误差；对比最后两组数据，在正解均为150°的情况下，因 迭代初始值的不同，而产生了不同的误差，起始值是90°的即使迭代了 3次，其误差仍大于 起始值是135°的误差，由此可见迭代初始值与正解的偏差对近似解的求取影响很大，偏差 越小求解近似解的速度越快。考虑到实际的工业应用中，对大功率调节的控制都是渐进式 的慢速过程，所以采用当前使用的近似解作为下一时刻近似解的迭代起始值，可以在求解 速度和精度上取得最佳的效果。对比传统的基于可控硅的功率调节装置，可以分析和比较得出本发明的优劣一、周波过零调功周波过零调功是通过控制一定时间内周波的导通个数与关断个数之比来调节输 出功率，如图3所示，图下方的百分数为周波导通个数与关断个数之比。该调功方法下输出 电压为完整的正弦波，最大的优点在于电网中不会产生谐波分量。但是可以看到，其输出电 压值u。在调节过程中震荡很大，控制并不平滑，反映在功率上容易出现大起大落的冲击现 象，不能满足负载上电压电流连续变化的要求。二、移相调功移相调功是通过使用开关器件切削正弦波，以一种斩波方式来调节输出功率如 图4所示，图下方所示，即0、JI/4、Ji/2、3Ji/4为斩波角度，后面用0表示，其取值范围为 ，可以通过改变斩波角度0值来调节负载端电压的大小，比如0 = 0时完全导通，输出电压U。完全等于输入电压Ui，而β = π时输出电压U。为零。从图4可见，移相调功较过零调功方式更加平稳，能够实现有效值的连续变化，但 缺点也是明显的，图中输出电压U。波形发生严重畸变，这不但会产生大量谐波污染电网，同 时也会大大降低整个功率调节装置的功率因数，无法实现高效控制。本发明基于可控硅的功率调节装置，采用两级电压叠加的方法调节负载功率，在 实现负载电压值连续可调的同时还减小了震荡。通过Matlab仿真可以发现，该方法与移相 调功相比产生的谐波失真度(THDu)要小得多。在本实施例中，如图5所示，为实现0-200V的输出，传统的移相功率调节要求变压 器输出为200V，本发明基于可控硅的功率调节装置第一级电压U1为100V，第二级电压U2为 200V。从图5中，我们可以清楚的看出，在输出电压相同的情况下，本发明基于可控硅的功 率调节装置输出电压Utl的THDu要比传统的移相功率调节装置输出电压的THDu低很多，特 别是在100V-200V的输出范围内，本发明基于可控硅的功率调节装置输出电压U。的THDu在 141. 4V处达到最大值，为0. 3536，输出电压Utl在140V两端则随着与140V距离的增大THDu 逐渐减小，而传统的移相功率调节要达到相同的THDu，输出电压只能限定在188. 5V-200V 的狭小范围内。实施例2本发明基于可控硅的功率调节装置输出电压Utl的THDu只与参与叠加的第二级电 压U2、第一级电压U1的比值B = U2Ai1及导通角α有关，其关系式为 因为导通角α的变化范围固定为0彡α ( π，所以只能通过改变电压比值B来 改变本发明基于可控硅的功率调节装置输出电压Utl的THDu。本发明基于可控硅的功率调节装置输出电压U。的THDu最大值与第一级电压Ul、 第二级电压U2的电压比值B的关系曲线如图6所示。从图6中可以看出，随着电压比值B的增大输出电压U。的THDu也逐渐增大，为了 保证本发明基于可控硅的功率调节装置拥有较高的功率因数。作为实施例1部分的进一步改进，在本实施例中，电压比值B小于2，以保证THDu 最大值小于0. 3536。但是，这样输出电压U。的范围就不易很好覆盖，在本实施例中，可通过 级联方式，在输出电压Utl的THDu分布不变的情况下，获得输出电压Utl范围的指数扩大予以 解决。同时在实际应用中，输出电压范围内各段电压的使用频率并不相同，也就可以通 过分析实际需求，在使用频繁的段内采用小电压比值，使用频率低的段内采用大的电压比 值，从而在系统复杂度与实际效益间取得平衡。如图7所示是作为进一步改进的基于可控硅的功率调节装置的实例，为三段级联 方式，其变压器T还具有两个不同变比的第三级次级输出S3、第四级次级输出S4，分别输出 相位相同、电压不同的第三级电压U3和第四级电压u4，其中，第三级电压U3大于第二级电压 U2，小于第四级电压u4。第三级次级输出S3、第四级次级输出S4分别接有一组可控硅SCR3、 SCR4，其连接方式与第一、二级次级输出SpS2的连接方式相同。
当输出电压UQ需要工作在第二级电压1!2、第三级电压u3则控制电路(未画出)输 出触发信号给第二、三级次级输出s3连接的可控硅组SCR2、SCR3，使其按照触发时序导通和 关闭，调节负载的功率。同理，输出电压％需要工作在第三级电压113、第四级电压u4，则控 制两组可控硅组SCR3、SCR4的导通和关闭，调节负载的功率。这样在保证电压比值B小于等 于2的情况下，很好地覆盖了输出电压叫的电压范围。本实施例，为四级三段级联方式，同样适合于三级两段级联、五级四段级以及更多 级的情形，但以四级三段级联方式为最佳，如果级数太多，会增加成本和控制的负责性。在本实施例中，第一级电压Ul = 280V、第二级电压u2 = 360V、第三级电压u3 = 720V、第四级电压u4 = 2000V，这样输出电压uQ电压调节范围为280V 2000V，另外，之所以 这样选择这四种电压规格，是因为本实施例中的基于可控硅的功率调节装置在250V-450V 附近运行时间最长，而其他部分运行时间较短。实施例3图8是本发明基于可控硅的功率调节装置另一种具体实施方式
原理图。在本实施例中，如图8所示，基于可控硅的功率调节装置如实施例1所示相同，只 是微控制器K增加了数据采样模块，对负载R上的输出电压U(l和电流、的检测，以获取负 载R的功率；微控制器K根据检测获得的负载R的功率调节导通角a 当检测获得的负载R 的功率小于负载R需要的功率，即在本实施例中，来自上位机设定的负载R的功率时，则减 小导通角a，而当检测获得的负载R的功率大于负载R需要的功率时，则增加导通角a，直 至检测获得的负载R的功率等于负载R需要的功率，获取到导通角a。尽管上面对本发明说明性的具体实施方式
进行了描述，以便于本技术领的技术人 员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式
的范围，对本技术领域的普通技术 人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变 化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
权利要求
一种基于可控硅的功率调节装置，其特征在于，包括一台变压器，该变压器具有两个不同变比的第一级次级输出、第二级次级输出，变压器的初级接电网主回路，两个次级输出输出相位相同、电压不同的第一级电压和第二级电压，其中，第一级电压小于第二级电压；两组可控硅，分别接变压器的两个次级输出；每组可控硅由一个正相可控硅和一个负相可控硅组成，正相可控硅的阳极接变压器的次级输出，负相可控硅的阴极接变压器的次级输出，正相可控硅的阴极与负相可控硅的阳极连接在一起，作为该组可控硅的输出；两组可控硅的输出连接在一起，并接需要进行功率调节的负载；一个控制器，控制器的相位捕获模块与变压器的次级输出连接，用于获得次级输出电压的相位信息，并根据负载需要的功率，调节导通角α，输出触发信号给两组可控硅(1)、当次级输出电压正半周过零点时，控制器输出触发信号给与第一级次级输出相连接的一组可控硅，触发其正相可控硅导通，由第一级电压为负载提供电压；(2)、当次级输出电压正半周相位位于导通角α处时，控制器输出触发信号给与第二级次级输出相连接的一组可控硅，触发其正相可控硅导通，同时，与第一级次级输出相连接的一组可控硅的正相可控硅因承受反向电压而自动关断，此时，负载由第一级电压转换成第二级电压供电；(3)、当次级输出电压负半周过零点时，控制器输出触发信号给与第一级次级输出相连接的一组可控硅，触发其负相可控硅导通，与第二级次级输出相连接的一组可控硅的正相可控硅因承受反向电压而自动关断，此时，负载由第二级电压转换成第一级电压供电；(4)、当次级输出电压负半周相位位于导通角π+α处时，控制器输出触发信号给与第二级次级输出相连接的一组可控硅，触发其负相可控硅导通，同时，与第一级次级输出相连接的一组可控硅的负相可控硅因承受反向电压而自动关断，此时，负载由第一级电压转换成第二级电压供电；控制器按照上述触发时序，周期性地控制两组可控硅的导通和关闭，调节负载的功率。
2.根据权利要求1所述的基于可控硅的功率调节装置，其特征在于，所述根据负载需 要的功率，调节导通角α为依据牛顿迭代法，求解以下方程获得导通角αf(a) = 2a-sin Ioc — 2^'= 0 ,υ\-υΙ式中，UpU2为第一、二级电压有效值，U0为负载上需要的电压有效值。
3.根据权利要求1所述的基于可控硅的功率调节装置，其特征在于，所述的第二级电 压U2、第一级电压U1的电压比值B = U2Ai1小于等于2。
4.根据权利要求3所述的基于可控硅的功率调节装置，其特征在于，所述的变压器还 具有不同变比的第三级次级输出、第四级次级输出，分别输出相位相同、电压不同的第三级 电压U3和第四级电压U4，其中，第三级电压U3大于第二级电压u2，小于第四级电压U4 ；且第 三级电压U3与第二级电压U2的电压比值小于等于2 ；第三级次级输出、第四级次级输出分别接有一组可控硅，其连接方式与第一、二级次级 输出的连接方式相同；当输出电压需要工作在第二级电压、第三级电压，则控制电路输出触发信号给第二、三级次级输出连接的可控硅组，使其按照触发时序导通和关闭，调节负载的功率。同理，输出 电压需要工作在第三级电压、第四级电压，则控制第三、四级次级输出连接的可控硅组导通 和关闭，调节负载的功率。
5.根据权利要求1所述的基于可控硅的功率调节装置，其特征在于，控制器还包括一 数据采样模块，对负载上的输出电压Utl和电流、的检测，以获取负载的功率； 所述根据负载需要的功率，调节导通角α为当控制器的数据采样模块检测获得的负载的功率小于负载需要的功率，则减小导通角 α，而当检测获得的负载的功率大于负载需要的功率时，则增加导通角α，直至检测获得的 负载的功率等于负载需要的功率，获取到导通角a。
全文摘要
本发明公开了一种基于可控硅的功率调节装置，根据需要的功率，调节导通角α，使其在0-π范围内变化，即可实现输出电压在第二级电压与第一级电压范围内的连续调节。本发明基于可控硅的功率调节装置在实现负载电压值连续可调的同时还减小了系统震荡。通过Matlab仿真可以发现，该方法与移相调功相比产生的谐波失真度(THDu)要小得多。谐波失真度(THDu)小，说明谐波分量得到了抑制，功率因数得到了提高，从而减少对电网的污染。
文档编号H02J3/18GK101931236SQ20101025921
公开日2010年12月29日 申请日期2010年8月20日 优先权日2010年8月20日
发明者田书林, 白利兵, 程玉华, 黄建国 申请人:电子科技大学