专利名称：维持可变频率调制器的线性增益的系统和方法
维持可变频率调制器的线性增益的系统和方法
相关申请的交叉引用本申请要求提交时间为2011年11月21日的美国临时申请序列号61/562，028，的权益，上述申请整体结合在此做为参考并用于针对所有意图和目的。
附图的简要描述通过下文的文字描述和附图将更加容易理解本发明的所有好处、特征以及优点:
图1是电子设备的简化框图，该电子设备配备有带有调节器的电源系统，该调节器进一步包括一根据本发明的一个实施例而实现的调制器；图2是调节器的简化示意框图，包括图1中的调制器的简化框图，该调制器包括根据本发明的一个实施例而实现的线性控制器；图3是调制器的示意框图，包括根据本发明的一个实施例而实现的线性控制器，其中该调制器被配置为一个可变频率双边缘占空比控制器，其可被用作为图1和图2中的调制器；图4是绘制出了图3中的调制器的信号的时序图，示出了示例性操作；图5是调制器的示意框图，包括有图3中的线性控制器，其中该调制器被配置为可变频率的双边缘占空比控制器，其可被用作为图1和图2中的调制器；图6是调制器的示意框图，包括有根据一个实施例而实现的线性控制器，其中该调制器被配置为可变频率双边缘占空比控制器，其可被用作为图1和图2中的调制器；以及图7是调制器的示意框图，包括有根据本发明的一个实施例而实现的线性控制器，其中该调制器被配置为可变频率峰值电流模式控制器，其可被用作为图1和图2中的调制器。
详细描述下文的描述使得本领域中的普通技术人员能够做出和使用本发明，一如在特定场合及其要求的背景下提供的那样。然而，对优选实施例的各种修改对于本领域熟练技术人员而言是轻而易举的，并且在此所定义的一般原则可以应用到其他实施例中。因此，本发明不限于此处所示和所述的特定实施例，而是应被赋予与在此所公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围。可变频率脉冲宽度调制器非常普及，因为相比于固定频率脉冲宽度调制器，可变频率脉冲宽度调制器可以提供快速的动态响应和高控制的环路带宽。然而，可变频率操作会导致普通运行条件下的非线性调制器增益。非线性调制器增益会带来若干调节器设计挑战，诸如:大过冲，从小负载到大负载步进的不一致动态响应、高频重复负载瞬变期间的不一致动态响应、非线性AC (交流电)的响应，等等。传统的可变频率调制器的增益随着开关频率的增加而增加，这会导致对于较大负载步进的大电压“回响”。相比于较小的负载步进，对于较大负载步进的回响会同比例增高。该调制器将在中等负载步进时饱和。传统的解决这些问题的尝试包括:施加取决于相位重叠或不重叠的固定倍数的斜坡转换速率。然而，在许多调节器中，这些传统的方法往往使问题变得更加糟糕。一些瞬态周期导致了显著相位重叠，而在其他周期中没有相位重叠。这导致在很宽的范围内将会发生动态响应和非线性行为。例如，在一个双斜坡系统中，已经确定在高频重复负载瞬态响应期间，基于相位重叠而调节上升斜坡信号可能导致严重的非线性行为，且相位重叠量是不一致的且随着负载周期的不同而不同。如本文所述的可变频率调制器包括线性控制器，该线性控制器响应于开关频率的变化而对增益进行补偿以保持增益线性度。在这种方式中，此处所描述的调节器设计挑战就被消除了，或者被最小化了。图1是根据本发明的一个实施例而实现的电子设备100的简化框图，电子设备100配置有电源系统101，电源系统101具有调节器102，调节器102进一步包括调制器103。电源系统101提供一个或者多个供电电压，该供电电压为电子设备100的其它系统设备供电。在图示的实施例中，电子设备100包括处理器107和外围系统109，两者耦合以从电源系统101经由总线105接收供电电压，纵向105包括电力和/或信号导体的任何组合。在图示的实施例中，外围系统109可包括系统存储器111的任何组合(例如，包括RAM和ROM类型的器件和存储控制器等等的任意组合)以及输入/输出(I/O)系统113，输入/输出(I/O)系统113可包括系统控制器等等，诸如:图形控制器、中断控制器、键盘和鼠标控制器、系统存储设备控制器(例如，用于硬盘驱动器的控制器等等)，等等。所示的系统仅仅是示范性的，因为许多处理器系统和支持设备可以被集成到处理器芯片上，一如本技术领域技术人员可以理解到的。电子设备100可以是任何类型的计算机或计算设备，诸如:计算机系统(例如，笔记本计算机、台式计算机、上网本计算机，等等)，媒体面板设备(例如，苹果公司的iPad、Amazon, com公司的Kindle,等等),通信设备(例如,蜂窝电话、智能电话，等等)，以及其他类型的电子设备(例如，媒体播放器、记录装置，等等)。电源系统101可以被配置成包括电池(可充电的或不可充电的)和/或可以被配置为使用交流电(AC)适配器或相似物来工作。图2是根据本发明的一个实施例而实现的调节器102的简化的示意框图，调节器102包括调制器103的简化框图，调制器103包括线性控制器211。一对电子开关QU (上方的开关)和QL (下方的开关)的电流端子(例如，漏极和源极)被串连在输入电压VIN和公共参考电压COMM(例如，接地端或任何其它合适的正或负参考电压电平)之间。值得注意的是COMM 一般表示一个或更多参考节点，包括一个或多个接地电平或节点，诸如信号接地、电源接地、机壳接地，等等，或任何其他合适的参考电压电平。开关QU和QL在居间相节点201上耦合在一起，居间相节点201提供相电压PH，并且输出电感LO —端耦合到节点201且另一端耦合到输出节点203，输出节点203提供输出电压V0UT。输出电容器CO和负载205被耦合在输出节点203和COMM之间。第一阻抗ZFB耦合在VOUT和误差放大器(EA) 207的负(一)输入之间，且第二阻抗ZC耦合在误差信号放大器207的倒相输入和输出之间。基准电压VREF被提供在误差放大器207的正输入上，误差放大器207在其输出上产生补偿电压VC0MP，补偿电压VCOMP被提供给调制器103的输入。ZFB和ZC共同形成补偿电路，该补偿电路例如包括电阻器和电容器等等，一如本技术领域普通技术人员都可以理解的。示出了电流传感器208，感测通过输出电感LO的电感电流IL，并提供电感电流信号或指示给下垂控制器202 (droopcontroller).虽然示出了电流传感器，但实际的电流传感器并不是必要的，因为电感器电流IL可被感测、模拟或以其他方式来合成以测量或估计IL。下垂控制器202提供下降电流ID到误差信号放大器207的负输入上的节点。电压下降是响应于输出负载的电平而对输出电压VOUT的有意调整，一如本技术领域普通技术人员都可以理解的。调制器103发出脉冲控制信号PMW (脉冲宽度调制)到驱动模块209的输入，驱动模块209根据基于PWM信号的PWM控制来驱动开关QU和QL的控制输入(例如，栅极端子)。传统的调制器可具有非线性调制器增益，这正像前面所描述的那样，会带来若干调节器器设计方面的挑战。线性控制器211如本文中进一步描述的对调制器103的增益进行线性化，以最小化或消除由非线性增益引起的设计挑战。图3是根据本发明的一个实施例而实现的调制器300的示意框图，调制器300包括线性控制器311，其中调制器300可被用作为调制器103。在本实施例中，调制器300被配置为可变频率双沿占空比控制器。误差放大器207提供VCOMP，VCOMP被提供给下降斜坡比较器301的正输入，下降斜坡比较器301在其负输入上接收到下降斜坡信号DRAMP。下降斜坡比较器301的输出通过单触发脉冲装置305被提供到置位一复位(SR)锁存器309的置位输入。VCOMP也被提供给上升斜坡比较器303的负输入，上升斜坡比较器303在其正输入上接收上升斜坡信号URAMP。上升斜坡比较器303的输出通过另一个单触发脉冲设备307被提供到SR锁存器309的复位输入。SR锁存器309的Q输出提供PWM信号，并且反相Q输出端G提供反相的PWM信号FWSI。PWM被反馈到上升斜坡发生器319的输入上,上升斜坡发生器319在输出上提供URAMP信号。VCOMP通过高通滤波器(HPF)被提供给带有增益K的增益设备315的输入，增益设备315的输出提供下降斜坡摆动信号DSR给下降斜坡发生器317的斜坡调节输入。下降斜坡发生器317的输出提供DRAMP信号。DSR被进一步提供给线性控制器311的输入，线性控制器311的输出提供上升斜坡摆动信号USR给上升斜坡发生器319的斜坡调节输入。
线性控制器311包括滤波器，其中电阻RF耦合在DSR和USR之间，且电容CF耦合在USR和COMM之间。RF被示出为可变电`阻器，并且在一个实施例中滤波器时间常数可以是可变的。在另一个实施例中，RF被调节或以其他方式被编程以将RF与CF滤波器的滤波时间常数设置为所希望的稳态开关周期TS。TS值在控制器芯片上通常都是可获得的。在调制器300的一般运转中，DRAMP信号重置为高于VCOMP信号，并且斜坡下降。当DRAMP信号下降到VCOMP信号的电平，比较器301就将其输出断言为高，并且脉冲装置305输出一脉冲以设置SR锁存器309把PWM拉高。当PWM变高，就变低，在URAMP信号上发起一向上斜坡。当URAMP信号上升到VCOMP信号的电平，比较器303就将其输出断言为高，并且脉冲装置307输出一脉冲以重置SR锁存器309，把PWM拉低回落。DSR信号在瞬逝事件中被用于加快(瞬间插入)或减慢(瞬间释放)DRAMP信号的转换速率。当VCOMP响应于瞬态插入事件而上升时，DSR将被调节，且下降斜坡发生器317增加DRAMP信号的转换速率，以加快调制器300的响应，从而能够更迅速地对瞬态插入事件进行响应。在传统的调制器中，这样的可变响应也改变调制器的增益。在传统的控制器中的调制器增益(G)成比例于稳态切换周期TS除以操作期间实际切换周期TP，即G C TS/TP。这种非线性带来了前述的调节器设计挑战。线性控制器311对DSR的变化进行响应并相应地调节USR。DSR和实际切换时间TP相关，或以其他方式成比例于切换时间TP。USR响应于DSR而调节URAMP信号的转换速率，并由此对瞬态事件进行响应。特别是，基于DRAMP的转换速率的变化，对URAMP的转换速率进行调节以抵消增益的增加，使得调制器增益在稳态期间和瞬态事件期间保持恒定。这种线性度做出了补偿以克服传统可变频率调制器的设计挑战。图4是绘制出PWM、DRAMP、VCOMP和URAMP相对于时间的时序图，描绘在调制器300的操作，调制器300包括线性控制器311。DRAMP从高电压电平VTOP斜坡下降，当DRAMP和VCOMP相交时，PWM变高，且URAMP从低电压电平VBOT开始斜坡上升。当URAMP和VCOMP相交时，PWM被复位为低。当DRAMP放电至VBOT时，它被重置为高回到VT0P，以这种方式重复进行操作。响应于瞬态插入事件，VCOMP迅速增加，使DSR增加DRAMP的转换速率，DRAMP的转换速率迅速下降。因而，和稳态条件相比，DRAMP在循环中更快速地与VCOMP相交，使得URAMP更早地使PWM回到高位。实际切换时间TP相对于稳态切换时间TS而减少。线性控制器311检测到DSR的增加，并相应地改变USR以调节URAMP的转换速率，由此URAMP更快地上升，更快地与VCOMP相交，以在这个循环中更早地终止PWM脉冲。在这种方式中，响应于DRAMP转换速率的变化而调节URAMP的转换速率，从而调制器增益在瞬态插入事件期间保持相对恒定。VCOMP在瞬态事件后回落下来，且调制器300恢复到其稳态切换时间TS。图5是根据本发明中的一个实施例而实现的调制器500的示意框图，调制器500包括线性控制器511，其中调制器500可以被用作调制器103。在本实施例中，调制器500是更复杂的可变频率双沿占空比控制器，类似于调制器300，其中相似的部件具有相同的参考标号。误差放大器207、比较器301和303脉冲设备305和307、SR锁存器309、HPF 313、以及增益设备315都被包括在内且被耦合及配置为以大体类似的方式运行。也提供了 DRAMP发生器317和URAMP发生器319的额外细节。线性控制器511与线性控制器311相类似，但包括了另外的附加组件用于连接上升斜坡控制器。DSR被提供给+1加法器501的输入，+1加法器501将信号DSR+1输出到乘法器503的输入。乘法器503在另一输入上接收到下降斜坡电流ID，并将修改后的下降斜坡电流IDM输出到电流宿505的控制输入，电流宿505耦合在COMM和下降斜坡节点506之间，下降斜坡节点506产生DRAMP信号。下降斜坡电容器⑶耦合在节点506和COMM之间，节点506耦合到比较器507的负极输入，比较器507在正极输入上接收VB0T。比较器507的输出通过脉冲设备509耦合到下降斜坡开关DSW的控制输入。DSW耦合在VTOP和节点506之间。线性控制器511包括RF、CF、+1加法器512和组合器513。USR被提供给+1加法器512的输入，+1加法器512将信号USR+1输出到乘法器513的输入。乘法器513在另一输入上接收到上升斜坡电流IU，并将修改过的上升斜坡电流IUM输出到电流源515的控制输入，电流源515以源电压VDD为基准。电流源515将电流供给上升斜坡节点516，上升斜坡节点516产生URAMP信号。上升斜坡电容器⑶被耦合在节点516和VBOT之间。被提供给上升斜坡开关USW的控制输入，上升斜坡开关USW被耦合在节点516和VBOT之间。调制器500的操作基本上是和图4的时序图中所示的调制器300的描述相一致的。在稳态操作中，VCOMP是稳定的且DSR趋近于零。+1加法器501提供值I给乘法器503，因此ID基本上未作修改地作为IDM到达电流宿505的控制输入。电流宿505用电流IUD(稳定状态期间的ID)连续对电容⑶进行放电，以产生DRAMP的信号，直到它降到VB0T，此时比较器507将其输出断言为高，使得脉冲装置509立刻关闭开关DSW。当DSW被关闭时，电容CD被快速充电至VT0P，比较器507的输出回到低位，并且开关DSW打开。然后随着电容⑶被电流宿505放电，DRAMP再次斜坡下降，以这种方式重复操作。在稳态操作的过程中，+1加法器511提供值I到乘法器513，使得IU基本上未作修改地作为IUM到达电流源515的控制输入。当为低时，电流源515用电流IUM(稳定状态期间的IU)对电容⑶进行充电，以产生URAMP信号，直到它升至VC0MP。当URAMP达到VCOMP时，比较器303将其输出断言为高，以重置PWM为低，并断言PWM力高。当被断言为高时，USff被关闭，对电容⑶进行放电，使得URAMP下降到VBOT。URAMP停留在VB0T，直到下一次被断言为低，此时电容器CU被再次充电以使URAMP斜坡上升。在稳定状态期间操作以这种方式重复。响应于瞬态负载，VCOMP增加，引起DSR增加，由此DSR+1增加而大于I。IDM被增加而大于ID，使DRAMP的转换速率增加，由此如前面图4所描述的那样会迅速下落。当DSR被增加，USR被增加相应的量，由此USR+1上升而大于I。IUM被增加而大于IU，使URAMP的转换速率增加。响应于DRAMP的转换速率的改变，URAMP的转换速率被改变适当的量，以在瞬间负载期间维持调制器500的增益。图6是根据本发明一个实施例而实现的调制器600的示意框图，包括了线性控制器611。其中调制器600也可以被用作为调制器103。在本实施例中，调制器600是更复杂的可变频率双沿占空比控制器，类似于调制器500，其中相似的部件具有相同的参考标号。在这个例子中，基本上所有的元件都是相同的，除了线性控制器311和+1加法器511被线性控制器611所取代，线性控制器611包括稳态频率设定网络601、除法器603、乘法器513以及定时器605。稳态频率设定网络601将TS输出到除法器603的一个输入，除法器603在另一输入上接收TP并在乘法器513的一个输入上提供TS/TP (代替输入USR+1)。因此，TS/TP值被用来修改URAMP的转换速率。定时器605测量PWM的时间，用于确定实际切换时间TP (使用斜坡或计数器等等)，其中TP被提供给除法器603。TS可以被编程，并且该值通常在控制器芯片中是可容易获得的。调制器600的运行基本上和如上在图4中所描述的调制器300和500相类似。负载插入瞬态导致TP减少，以至于TS/TP值增加，以增加URAMP的转换速率。URAMP的转换速率被调节适当的量，以在瞬间负载过程中维持调制器600的增益。图7是根据本发明的一个实施例而实现的调制器700的示意框图，调制器700包括线性控制器711，其中调制器700可被用作调制器103。在本实施例中，调制器700是更复杂的可变频率峰值电流模式控制器。VCOMP被提供到窗口网络，窗口网络包括以VDD为基准参考的电流源701，并且提供窗电流IW到窗口电阻器RW+的一端，窗口电阻器RW+产生较高的或正的窗口电压VW+。RW+的另一端被耦合到VCOMP和另一个窗口电阻RW-的一端。RW-的另一端产生较低的或负的窗电压VW-，并且被耦合到电流宿703的一端。电流宿703的另一端被耦合到C0MM。在这种方式下，通过对应的窗口电压，Vff+单独保持在VCOMP上方，VW-单独保持在VCOMP下方。RW+和RW-具有对于VCOMP附近的对称窗口电压的相同电阻值。主网络包括电流宿705，电流宿705从主节点706吸收电流GM.VREF,主节点706产生主斜坡电压VM。电流宿705由跨导放大器来实现，该跨导放大器具有一输入接收VREF，并具有跨导增益“GM”。主电容CM被耦合在节点706和COMM之间，节点706被连接到比较器707的负输入，比较器707在其正输入上接收VM-。比较器707的输出(用CLK所示)通过脉冲设备709被提供到开关MSW的控制输入以及被提供到SR锁存器710的置位输入。VW+被提供给开关MSW的一个切换端子，开关MSW的另一个切换端子被连接到节点706。在操作中，当MSW被打开时，电流宿705以与GM.VREF成比例的速度使电容CM放电。当VM下降低于较低窗口电压VW-时，比较器707将其输出断言为高，使得SR锁存器710将PWM断言为高，开关MSW被关闭以重置VM为高至较高窗口电压VW+。从属网络包括电流宿713，电流宿713吸收来自于从属节点714的电流GM -VREF,从属节点714产生从属斜坡电压VS。电流宿713也可以由带有跨导增益GM的跨导放大器来实现。从属电容器CS被耦合在节点714和COMM之间，节点714被连接到加法器715的一个输入，加法器715在另一个输入上接收电压VSADJ。加法器715的输出被连接到比较器717的正极输入，比较器717在其负输入上接收VW+。比较器717的输出被提供给SR锁存器710的重置输入。以VDD为参考基准的电流源716供给电流GM.VIN到开关SSWl的一个切换端子，开关SSWl的另一个切换端子耦合到节点714。电流源716也可以被实现为带有跨导增益GM的跨导放大器。PWM被提供给开关SSWl的控制输入。在稳态期间的从属网络的操作中，VSADJ是低位或零，且在SSWl被打开时，电流宿713以与GM.VREF成比例的速率使电容CS放电。当PWM被断言为高时，开关SSWl闭合，从而电流源716将与GM.VIN成比例的电流供给到节点714以对电容CS进行充电。值得注意的是，VREF表示输出电压VOUT的电压电平，且VIN比VOUT大，所以当开关SSWl闭合时，电压VS以与速率GM.(VIN-VREF)成比例地斜坡向上。当VS (或者加法器715的输出)上升到VW+以上时，比较器717将其输出断言为高，以重置SR锁存器710并把PWM拉回到低。线性控制器711包括摆动检测器719，摆动检测器719的输入接收VCOMP且输出被提供给具有增益K的增益设备721，增益设备721的输出被提供给另外一个具有增益(GM*VREF)/CM的增益块723，其中“CM”表示主电容器CM的电容量。增益块723的输出被提供给RF和CF滤波器，RF和CF滤波器大体上以前面提到的相似方式来配置以产生USR提供给乘法器725的输入。值GM.VIN被提供给乘法器725的另一个输入，乘法器725的输出被提供给以VDD为参考基准的电流源727的控制输入。电流源727将电流供给到节点718，节点718产生VSADJ电压。电容器CS2耦合在节点718和COMM之间。开关SSW2具有耦合在节点718和COMM之间的切换端子，并具有控制输入端接收^L VSADJ如前面所述的一样被提供给加法器715的输入。在线性控制器711的操作中，在稳态期间，当VCOMP没有改变的时候，摆动检测器719的输出是零或接近零，所以VSADJ也趋向于零。当VCOMP响应于负载瞬变而变化时，VW+和VW-将与VCOMP —致地向上或向下移动，这会改变操作频率，因为节点706上的VM会在这两个电压电平间来回切换。例如，当VCOMP增加时，VM更快地下降到VW-(与稳态相比)，并复位回到VW+，所以总体频率增加。同样地，在VCOMP减小时，VM需要稍长的时间达到VW-，所以频率降低。摆动检测器719检测VCOMP的变化速率，并且块719、721和723以及RF和CF滤波器产生USR信号。当 ^ 为低且开关SSW2被打开时，USR与GM-VIN相乘以控制电流源727的电流电平，从而对电容器CS2充电。当PWM变低，F胃变高时，开关SSW2关闭，电容器CS2被放电，VSADJ变为零。VSADJ电压被加到VS上以在一个相对恒定的电平上维持调制器700的增益。在这种情况下，由于实际切换频率和VCOMP的摆动速率成比例，VCOMP可以被用来导出信号VSADJ，以对调制器的斜坡信号进行修改从而线性化调制器的增益。
值得注意的是，在没有VSADJ的瞬态事件期间，表示调节器电感电流的VS信号跟踪在平均电流的上方。在这种通常情况下，由于增益随着时钟频率的增加而增加，占空因数会过大。当如图所示地VSADJ被产生并应用时，VS信号会更准确地跟踪平均电流，同时随着频率的增加或减少，线性控制器711修正调制器的增益。可以确定的是，常规的可变频率调节器的AC响应(相位裕度和增益)是非线性的，其中增益与TS/TP成比例。因此，随着频率的增加或降低，增益也增加或降低适当比例的量。如前所述的，这样的非线性调制器增益可导致大的过冲、从小负荷到大负荷步进的不一致动态响应、高频重复负载瞬变期间的不一致动态响应、非线性AC (交流电)的响应，等等。大致相似的被修改以包括在此所述的线形控制器的可变频率调节器的AC响应允许增益和相位裕度保持基本上未变动的，同时开关频率极大地改善了 AC响应并消除或以其他方式最小化了先前描述的设计挑战。带有线性控制器的调制器基于开关周期而增加控制斜坡转换速率，导致“回响”的大量减少。和一般常规的配置相比较起来，从小负载到大负载步进的响应更加的一致。调制器的增益在变频操作期间保持平坦。线性控制器可以被应用到其他可变频率的拓扑结构当中，例如:峰值电流模式控制、滞环控制、合成纹波台欧金额器，等等。虽然对本发明已经进行了相当详细地描述，并引用了某些优选的版本，但是其他版本的演化是可能的且可以预期的。本领域技术人员应该理解，他们可以很容易地使用所公开的概念和特定的实施例作为基础而进行设计或修改其他结构以实现本发明的相同目的，而不脱离如下权利要求书所定义的本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种可变频率调制器，包括: 补偿网络，被配置为提供一指示输出负载情况的补偿信号； 第一脉冲控制网络，被配置为在脉冲控制信号上发起脉冲，其中所述第一调制控制网络被配置为基于所述补偿信号的变化而调节工作频率； 第二脉冲控制网络，被配置为基于预定定时参数而中止所述脉冲控制信号上的脉冲；以及 线性控制器，耦合到所述第二调制控制网络，并被配置为通过所述第二调制网络并基于预定稳态操作频率和实际操作频率而调节所述脉冲的终止定时，以将调制器增益维持为恒定水平。
2.如权利要求1所述的可变频率调制器，其特征在于，还包括: 摆动检测网络，被配置成感测所述补偿信号的变化，并提供指示该变化的摆动速率信号；以及 其中所述线性控制器包括: 滤波器网络，根据所述稳态操作频率来配 置，其中所述滤波器网络接收所述摆动速率信号，并提供指示该摆动速率信号的定时调节信号；以及 组合器，被配置为根据所述预定定时参数，将所述定时调节信号和由所述第二脉冲控制网络生成的定时信号相组合，以提供经调节的定时信号，用于终止所述脉冲。
3.如权利要求2所述的可变频率调制器，其特征在于，所述转换速率检测网络包括高通滤波器。
4.如权利要求2所述的可变频率调制器，其特征在于，所述滤波器网络包括电阻-电容滤波器，所述电阻-电容滤波器基于稳态操作周期来配置。
5.如权利要求1所述的可变频率调制器，其特征在于，所述线性控制器包括: 稳态频率设置模块，提供稳态周期值； 定时器网络，接收所述脉冲控制信号，并提供实际操作周期值； 第一组合器，被配置为将所述稳态周期值和所述实际操作周期值相组合，以提供调节值； 第二组合器，被配置为将所述调节值和由所述第二脉冲控制网络所提供的预定定时值相组合。
6.如权利要求1所述的可变频率调制器，其特征在于，所述线性控制器包括: 摆动检测网络，被配置为感知所述补偿信号的变化，并提供指示该变化的摆动速率信号; 至少一个增益块，被配置为调节所述摆动速率信号的增益； 滤波器网络，根据所述稳态操作频率来配置，其中所述滤波器网络接收所述摆动速率信号，并提供指示该摆动速率信号的定时调节信号； 组合器系统，被配置为根据所述预定定时参数，组合所述定时调节信号和由所述第二脉冲控制网络所生成的定时信号，从而提供经调节的定时信号，用于终止所述脉冲。
7.如权利要求1所述的可变频率调制器，其特征在于， 所述第一脉冲控制网被配置为产生第一斜坡信号，并且当所述第一斜坡信号与所述补偿信号相交时，在所述脉冲控制信号上发起一脉冲，其中所述第一脉冲控制网络被配置为基于所述补偿信号的变化而调节所述第一斜坡信号的摆动速率； 其中所述第二脉冲控制网络被配置为在所述脉冲控制信号上发起所述脉冲时产生第二斜坡信号，并且当所述第二斜坡信号与所述补偿信号相交时终止所述脉冲；以及 其中所述线性控制器被配置成为基于所述预定稳态操作频率和实际操作频率而调节所述第二斜坡信号的摆动速率，以将所述调制器增益维持在恒定水平。
8.如权利要求1所述的可变频率调制器，其特征在于， 所述第一脉冲控制网络包括: 窗口网络，被配置为产生在所述补偿信号上方固定量的较高窗口电平以及在所述补偿信号下方固定量的较低窗口电平。
斜坡发生器，被配置为产生第一斜坡信号，所述第一斜坡信号在所述较高和较低窗口信号之间斜坡移动。
其中所述第二脉冲控制网络被配置为产生第二斜坡信号，所述第二斜坡信号在所述脉冲控制信号的脉冲期间以基于输入电压和参考电压的速率而斜坡上升达到所述较高窗口电平。并且在所述脉冲控制信号的诸个脉冲之间以基于所述参考电压的速率而斜坡下降；以及 其中所述线性控制器被配置为当斜坡下降时，基于所述预定稳态操作频率和实际操作频率而调节所述第二斜坡信号的摆动速率，从而将所述调制器增益维持在恒定水平。
9.一种操作可变频率调制器的方法，包括: 提供指示输出负载情况的补 偿信号； 基于所诉补偿信号的变化，在脉冲控制信号上以一操作频率而发起脉冲； 基于预定定时参数，终止所述脉冲控制信号上的脉冲；以及 基于预定稳态操作频率和实际操作频率，调节所述脉冲的终止定时，以将调制器增益维持在恒定水平。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，进一步包括: 感知所述补偿信号的变化，提供表示该变化的摆动速率信号； 基于稳态周期而对所述摆动速率信号进行滤波，并提供表示该摆动速率信号的定时调节信号；以及 其中所述调节定时包括使用所述定时调节信号基于所述预定定时参数来调节所述定时信号。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述滤波包括高通滤波。
12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述滤波包括使用电阻一电容滤波器进行滤波，所述电阻一电容滤波器基于所述稳态周期而被配置。
13.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述调节定时包括: 提供稳态周期值； 测量所述脉冲控制信号的定时，并提供实际操作周期值； 将所述稳态周期值和所述实际操作周期值相组合，并提供对应的调节值；以及 将所述调节值和预定周期值相组合，以调节所述脉冲的终止定时。
14.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述调节定时包括: 感测所述补偿信号的变化，并提供表示该变化的摆动速率信号；调节所述摆动速率信号的增益； 基于稳态周期对所述摆动速率信号进行滤波，并提供表示该摆动速率信号的定时调节信号；以及 组合所述调节信号和与预定定时参数相关联的定时信号，以提供经调节的定时信号，用作调节所述脉冲的终止定时。
15.如权利要求9所述的方法，其特征在于， 在所述脉冲控制信号上发起脉冲包括:生成第一斜坡信号，并当所述第一斜坡信号和补偿信号相交时，在所述脉冲控制信号上发起一脉冲； 基于所述补偿信号的变化，调节所述第一斜坡信号的摆动速率； 其中终止所述脉冲控制信号上的脉冲包括:当在所述脉冲控制信号发起脉冲时，生成第二斜坡信号，当所述第二斜坡信号和补偿信号相交时终止脉冲；以及 其中调节所述脉冲的终止定时包括:基于预定稳态操作频率和实际操作频率而调节所述第二斜坡信号的摆动速率，以将调制器增益维持在恒定水平。
16.如权利要求9所述的方法中，其特征在于， 其中在所述脉冲控制信号上发起脉冲包括:在所述补偿信号任意一侧生成窗口范围，并生成在所述窗口范围内斜坡移动的第一斜坡信号； 其中终止所述脉冲控制信号上的脉冲包括:生成第二斜坡信号，所述第二斜坡信号在控制脉冲信号的脉冲期间，以基于`输入电压和参考电压之差的速率以一个方向向着所述窗口范围的边界斜坡移动，并且所述第二斜坡信号以基于参考电压的速率在相反方向上斜坡移动；以及 其中调节所述脉冲的终止定时包括:当基于预定稳态操作频率和实际操作频率在所述相反方向上斜坡移动时，矫正所述第二斜坡信号的摆动速率，从而将调制器增益维持在恒定水平。
17.—种电子设备,包括: 开关电路，响应于脉冲控制信号，用于对施加到输出电感的电压进行切换，以将输入电压转换为经调节的输出电压； 可变频率调制器，包括: 补偿网络，被配置为提供一指示输出负载情况的补偿信号； 第一脉冲控制网络，被配置为在脉冲控制信号上发起脉冲，其中所述第一调制控制网络被配置为基于所述补偿信号的变化而调节工作频率； 第二脉冲控制网络，被配置为基于预定定时参数而中止所述脉冲控制信号上的脉冲；以及 线性控制器，耦合到所述第二调制控制网络，并被配置为通过所述第二调制网络并基于预定稳态操作频率和实际操作频率而调节所述脉冲的终止定时，以将调制器增益维持为恒定水平。
18.如权利要求17所述的电子设备，其特征在于，进一步包括:处理器和存储器，这二者都通过所述输出电压来获得电力。
19.如权利要求17所述的电子设备，其特征在于，所述可变频率调制器进一步包括: 摆动检测网络，被配置为感测所述补偿信号的变化，并提供指示该变化的摆动速率信号；以及 其中所述线性控制器包括: 滤波器网络，根据所述稳态操作频率来配置，其中所述滤波器网络接收所述摆动速率信号，并提供指示该摆动速率信号的定时调节信号；以及 组合器，被配置为根据所述预定定时参数，将所述定时调节信号和由所述第二脉冲控制网络生成的定时信号相组合，以提供经调节的定时信号，用于终止所述脉冲。
20.如权利要求17所述的电子设备，其特征在于，所述线性控制器包括: 稳态频率设置模块， 提供稳态周期值； 定时器，接收所述脉冲控制信号，并提供实际操作周期值； 第一组合器，被配置为将所述稳态周期值和所述实际操作周期值相组合，以提供调节值；以及 第二组合器，被配置为将所述调节值和由所述第二脉冲控制网络所提供的预定定时值相组合。
全文摘要
一种可变频率调制器，包括补偿网络、第一和第二脉冲控制网络和线性控制器。补偿网络被配置为提供表示输出负载情况的补偿信号。第一脉冲控制网络被配置为在脉冲控制信号上发起脉冲，并且基于所述补偿信号的变化而调节工作频率。第二脉冲控制网络被配置为基于预定定时参数而中止所述脉冲控制信号上的脉冲。线性控制器被配置为基于预定稳态操作频率和实际操作频率而调节所述脉冲的终止定时，以将调制器增益维持为恒定水平。
文档编号H02M3/155GK103138577SQ20121037567
公开日2013年6月5日 申请日期2012年9月27日 优先权日2011年11月21日
发明者M·J·休斯敦, S·P·劳尔, R·S·A·菲尔布里克 申请人:英特赛尔美国有限公司