专利名称：经频率补偿的线性滑带网络的制作方法
动态滤波和噪声压缩技术多年前就已被提出。这些系统相当复杂，但能屏蔽掉不然就会引入讯道的因使用某种记录介质或传输技术而产生的背景噪声。本发明中使用了一种经改进的杜比型扩展器。与这种扩展器相结合而产生一个“纯静”的、优质的输出信号的不是压缩器和解码器，而是一种简单的、可调谐的信号调节系统。因此，本发明不需要使用压缩器和解码器而只用一个简化了的可调谐系统就能进行音响品质增强。
本发明使用一个经改进的杜比型扩展器和与之相连的一个可调谐信号调节器。整个电路把杜比型扩展器的噪声抑制特性与经仔细调谐的前、后加重滤波器相结合，从而产生一个平坦的频响，显著压缩了噪声而又无需解码。
图1是使用了本发明的信号处理系统的方框图。
图2是与图1方框图对应的本发明的一个实施例的示意图。
图3是信号调节电路中的(4A)部分的等效电路。
图4是信号调节电路和缓冲器的等效电路。
图4-1至图4-3是图4的频响图。
图5是限幅电路的第一部分的等效电路。
图5-1至5-8是图5的频响图。
图5-9是原有的杜比滑动滤波器(Slidingfilter)。
图6是限幅器和缓冲器的第二部分的等效电路。
图7是限幅器电路的最后一个部分的等效电路。
图8是后滤波器的等效电路。
图8-1和8-2是图8的频响图。
图9是本发明经少量改动后的一种形式。
图10是本发明的第二个方框图。
图11是转折频率(cornerfrequency)分析图。
图1是使用本发明的一种电路的方框图。本发明能用在包括(并不限制于)立体声音响、电视、口授录音机、录像机等的音响设备中。一旦把本发明引入某个声响装置的电路中，该装置产生的音响将得到大大增强。
图2详细示出了图1中的元件。信号进入信号调节器(4)，主要通过调节位于电路(标号为4A;称之为前置或者输入滤波级)最左端的第一电位器(114)来使其衰减。在信号调节器(4)中共使用了三个电位器，二个在(4A)部分即前置或称输入滤波级中，一个在4B部分即后置或称输出滤波级中。图中的每个电位器的阻值均为100K。第一个电位器(114)是一个独立电位器，可以认为是一个阈值电位值，它可以用二个分离的电阻器(图上标为R2和R3)来代替。第二和第三电位器(116)和(118)互相之间电气独立但是双联在一起，这样，对电位器(116)进行的调节也能引起电位器(118)的调节。这些电位器可以由阻值确定的电阻器代替;(使用双联电位器时得到的)互相调节能力不是必须具有而是最好具备。当然，对电位器(114)的调节将会影响电位器(116)和(118)的额定电阻值。
1.6kΩ的(R1)与一个接地的47pf的电容器(C1)串联相连，电位器(114)和(116)中的电阻器(R22)和(R2)(如果有的话)与R1和C1串接。接着，这一部分(4A)与电位器(114)和(116)中余下的电阻器和并联。与前面的电路并联的还有一个0.047μf电容器(C2)和一个7.5kΩ的电阻器(R5)。参考一下图3，可以帮助读者理想前述的电路。图3中，“Y”型的电路是电位器(114)的剩余电阻值，“X”是电位器(116)的剩余电阻值。
信号调节器的输入部分(4A)输出的信号流经缓冲器(5)。这个缓冲器与德州仪器公司(TexasInstruments)生产的TLO82和国立半导体公司(NationalSemiconductor)生成的LM1458相似。国立半导体公司生产的IM833也可以使用。在进入缓冲器(5)之前，信号还通过串联连接的0.047μf的电容(C2)和7.5kΩ的电阻值(R5);然后，上述的信号被来自限幅器6(以后再讨论)特别是来自二极管(D1)和(D2)的经削波的信号衰减约6db。再接着，信号通过与驱动放大器(T2)的NPN放大器(T1)的基极相连的10μF的耦合电容(C100)进入缓冲器。因为放大器(T1)的集电极上的信号总是在电源的范围内，所以放大器(T2)的基极电位也是在电源和地电位之间，因此，放大器(T2)也处于导通状态，其基极-发射极二极管也导通，从而把信号加在结点(12b)上。以这种方式放大后的信号通过结点(13b)离开缓冲器(5)，送向信号调节电路的(4B)部分、后置滤波器和限幅器(6)。
现在来看图4，图4中示出了一个测试电路，该电路包括信号调节电路(4)的前置滤波器4A，和一个表示缓冲器(5)的等效电路。为了分析这些元件的影响，我们还计算了增益。图4-1，4-2和4-3图示出了计算结果。图中，增益1表示(R2)为10kΩ时的情形，增益2表示(R2)在50kΩ时的情形，增益3表示(R2)为90kΩ时的情形。在图4-1中，除(R2)之外的所有值均已在图4中示出。在图4-1中，可以注意到过了某一频率以后，增益几乎没有增加。还发现在R2变得非常小之前，R1对信号几乎没有影响。在R2变小之后，R1才起作用，它使高频增益不致于升得太高。
在图4-2中，为了排除C1对电路的影响，故使其值增加，这里，我们发现，C增值后，频率较高处的增益也略有上升。
在图4-3中，增加了(C2)的值。这种增加降低了低端的转折频率。
增加(R4)只使整个响应典线上移，而对曲线的形状无影响。增加R5只使频带中部的增益下降，并不影响低频。
用数学方法来分析(4A)的增益(假定缓冲器前面的结点122处的第一为Vout)，可以发现极点均为正值，其增益在很宽的一个频率范围内保持恒定。这些结果与图4-1至4-3一致。因此，可以说(4A)部分的电路可在音频范围内产生很平坦的频响，其输出幅度可通过调节电位器(114)来衰减。
通过缓冲器(5)而产生上面讨论的结果之后，信号送向限幅器6和后置滤波器(4B)。
限幅器(6)以美国专利RE28426的图6和图8为基础，但有几个重要方面与之不同;某些不同点将在下面提到，而某他一些通过比较本发明的电路与提到的那个专利的电路就可以显而易见地看出。在本发明中，限幅器6的输入端通过一个0.1μF的电路(C5)接地。这个电容器与限幅器中的增益元件相配合，能使信号衰减6db(就是使信号减半)，这能帮助本发明的多个电路为特定的电路设计而进行的级联。余下的信号接着进入围绕FET(F1)和3.3kΩ的电阻(R6)的电路(这种电路布置来自上面提到的那个专利的图8)。正如那个专利中提到的那样，FET(F1)截止时，由47kΩ电阻(R15)和0.0047pf电容器(C4)所确定的RC网络不工作，所有的信号通过由3.3kΩ的电阻值(R6)和0.10μF的电容器(C6)所组成的RC网络。因此，这个电路具备在静态条件下只有一个RC网络进行滤波和在信号条件下能实现每八信频程12dB的衰减这二个优点。
图5中单独画出了这一部分电路，它可以被看成一种调节信号的滑动高通滤波节。图5-1至图5-7示出了该电路产生的试验输出。增益1是RFET为100kΩ时的情形，增益2是RFET为10kΩ时所产生的，增益3为RFET为1K时所产生的，增益4是R截止时的情况。图5中，RFET表示，F1，是一个其阻值由图2中的电位器(120)的位置及门电压所确定的可变电阻。门电压越高、该电阻值就越低，转折频率也就越高。(C6)将小部分信号送入地中，但对频响无影响。
图5-1中，示出了对RFET的四个不同值(其余元件保持不变)的频率响应。正如上面所述的那样，RFET越高或截止，转折频率就越低。
图5-2中，示出了(C3)增加的结果所用频率上的增益均增加，但频响的形状保持不变。
图5-3中，C4的值被增加，结果在RFET值较低时导致不大的增益增加。
图5-4中，C5的值被增加，正如预料的那样，高频增益和转折频率均下降。
图5-5中示出C5干脆去掉时的响应。没有给出RFET截止时的频响图。此时，高频增益更高，转折频率也在高频范围内。
从图5-6中可以看出R15的阻值的下降将低频增益略有上升。
图5-7中示出R6阻值的下降将导致低频增益的下降。
为了进行比较，在上述的专利中所披露的原始杜比响应示于图5-9中。在杜比电路中，转折频率和高频增益都更高。这种差异部分地归结于本电路中的C5。
信号离开这一高通滤波节之后，通过如上述的专利中所述的一个电位器(120)分别经过NPN和PNP放大器(T3)和(T4)，上述的电位器(120)处于一个分压支路中并且还包括一个温度补偿锗二极管(D11)。与上面的分压支路并连的是一个8.2V的齐纳二极管(21)，这个二极管确保放大器(T3)的基极基准电位不超过8.2V。
与上面提到的那个美国专利的图6中的那对放大器一样，放大器(T3)和(T4)为互补放大器，从而产生一个高输入阻抗和低输出阻抗。二极管(D1，D2)为硅管，导通电压约为1/2伏特。放大器(T4)驱动二极管限幅幅器(D1，D2)，该限幅器的信号使(4A)输出的信号亦即进入缓冲器(6)中的信号衰减(这是那个专利中所没有的)。可以参考图6来仔细研究现在所讨论的电路。这一级可以称之为缓冲/限幅级。从V3至V2的增益为(-162K)/(180K) ×(1+ (8.2K)/(R7) )二极管(D1，D2)使进入缓冲器(5)的信号限幅。
增加(R8)的阻值和/或减少(R7)的阻值能增加这一节的增益。这将使进入(D1)和(D2)中的信号增强，而限幅则是同样的。
减少(R13)的阻值也会使增益上升，但不会增加输入(D1)和(D2)中的信号，因此，限幅就不够灵敏了。申请人相信(R13)不应降至100kΩ以下。
现在从V4移至图7，如图2所示，放大器(T5)由(T4)所驱动。和所述的专利一样，放大器(T5)是一个NPN晶体管，并且具有一个发射极时间常数网络在高频部分给出增益的增加。这样，在(比方说)击_时将使得其中为避免信号失真的进行压缩的频带迅速变窄。从(T4)的集电极测量，放大器(同T5)具有相当低的阻抗，因此，8.2kΩ的(R30)和0.1μf的(C30)的数字影响是不那么重要的。
图7中分离出了图2所示电路中的限幅器(6)的最后一节，结点140上的电压对低频而言是结点138上的电压乘以 (R9)/(R10) ;对高于10KH2的频率而言是V4乘以 (R9)/(R11) 。(F1)的门电压(Vg)很明显更对高频作出响应。由于这个原因，本节也可以被称之为峰值检测器。调节(C5)和/或(R11)可以改变临界频率。(F1)的栅极电压约比结点140上的峰值电压低1V。这个峰值电压过30ms后就衰落。时间常数由(R12)和(C6)确定。图6中的33Ω的电阻(R20)在数学上是不重要的，然后，就音响而言，最好还是把它包括在内，因为这样可以得到更佳的音向效果。
现在在考虑信号调节器的第二节(4B)。信号调节单元的第二级总体上被标为(4B)，称之为后置或者输出滤波器，它在信号通过缓冲器(5)并被限幅器(6)处理后到达最后的输出级时才对系统产生影响。信号调节单元的这一部分呈现出的增益近似为1。如果电位器(118)逆时针旋至最大，高频能通过电位器(C8)。在(4B)中，(C8)是一个接地的0.02μf的电容。低频增益很高，一直至约3.7KH2(此时经过第一个极点)为止。相反，当电位器(118)顺时钟旋至最大时，高频增益将恒定得多。输出电话(4B)在较低频率上有一个接近一致的增益，而在音频频带内具有额外的衰减。这在电位器(118)逆时钟旋动时特别能注意到。
图8中，为了进行更好的研究，分离出了(4B)部分。图8-1和8-2示出了对该电路所作的测试结果。增益1示出了(R22)为10kΩ时的情形，增益2示出了(R22)为50kΩ时的情况，增益了则示出了R22为90kΩ时的情形。由这些图中可以看出(4B)对输出的影响是很小的。图8电路中的放大器1表示缓冲器(5)，其输出阻抗(RO)标为600Ω。这个电路对输出阻抗有很强的依赖性。限幅器(6)中的0.0056μf的(C3)也负担输出，特别在高频时更是这样。图8-2示出了在输出端和地之间加接一个0.0056μf的电容器时的频率响应。虽然从数字上看(4B)部分对音响的影响很小，但申请人相信它具有伪声音影响。显然，应该不要轻易地去掉它。
图9和图9-1中示出了本发明的一种改进型。这里使用一些集成电路来取代缓冲器(5)和限幅器(6)中的一些分立元件。同时进行了AC和DC的接地连接并去除了一些电阻和电容。上面的去除是根据数字计算进行的。但是，去除掉的元件有些好象具有伪音响影响，因此，在建立的任何中路中必须进行重新试验。构成(4B)部分的元件和限幅器(6)中的(R20)图中未示出。图9-1示出了AC/DC接地连接。
在上面的描述中，限幅器(6)是通过分成三段来分析。在图10中示出了一个根据这种分析的第二流程图。正加前面所述的那样，本发明利用了杜比型扩展器和经仔细调谐的前置和后置滤波器的噪声抑制特性。结果是得到一个具有显著的噪声抑制的平坦频响而不用压缩器，也不需要任何解码。图10明确地指出了限幅器(6)的不同之处。第一节是滑动高通滤波器加缓冲系统(图5至图5-8)，第二节是缓冲器/限幅器(图6)，第三节是峰值检测器(图7)。如果忽略信号调节单元4A的4B，限幅器(6)(缓冲器(5)的传递函数为V2/V1)的传递函数由 1/(1+H(jw)) 给出。这里的H(jw)是滑动高通滤波器加上缓冲器特性。
H (jw) =A ·jwwc1 +jwwc]]>Wc是转折频率，A是高频增益。
这样，V2/V1=1 +jwwc1 +jwwc(1 +A)]]>
图11是考虑了上述情况的频率幅度。转折频率(fc)是滑动高通滤波器的转折频率。图10中，转折频率的控制电路用数字(14)来指示。“A”是高通滤波器和缓冲器的高频增益函数。 1/(1+A) 的典型值为0.5(或者为-6db)。(15)为较低的幅度图，(16)为较高的幅度图，两者都使用了公式 1/(1+A) 。把(图5中的)滑动高通滤波器的频率响应与(图6中的)缓冲、限幅级的平坦增益相乘，就得到了上面讨论的H(jw)。上面参照图6讨论的从V3至V2的增益乘以以信号调节器高频增益(-25db＝0.05b的增益)即得出“A”的值。
概括地说，本发明把一种简单的可调电路与杜比型扩展器相结合，从而提出了一种有效而又简单的噪声抑制系统。这种结合的某些部分可用数单方法来分析，申请人相信，那些数学上并不能证明自身存在的必要的部分可能以实际来证明，因为它们有可能产生着伪声响效应。
权利要求
1.一种用于改善音响的电路，具有一个Vin，一个Vout和电路、插地连接，上述的电路与一个杜比型扩展限幅器配合使用，包括一个一端与Vin相连的前滤波器，一个具有一个输入端和一个输出端的缓冲器，上述的输入端与上述的前滤波器相连，上述的杜比型扩展限幅器具有一个输入端和一个输出端，上述缓冲器的输出端与上述的限幅器的输入端及Vout相连，上述的限幅器的输出端插在上述的前滤波器和上述的缓冲器之间，上述的电路与上述的限幅器一起作用，从而改善输入其中的声音信号。
2.如权利要求1所述的电路，其中还包括一个接在上述缓冲器的输出端与上述限幅器的输入端及按out之间的一个后滤波器。
3.如权利要求1所述的电路，其中所述的前滤波器包括一个第一部分和一个第二部分，上述的第一部分一端与上述的第二部分相并联，另一端与Vin相连，上述的第一部分包括一个与一个电容器相串接的第一电阻，这二个元件又与一个第二电阻相并联，上述的第二部分包括至少一个一端接地的电阻器。
4.根据权利要求3所述的电路，其中上述的前滤波器包括一个与上述的第一、第二部分及上述的限幅器并联连接的第三部分，该第三部分包括串联而成的一个电阻和一个电容。
5.根据权利要求3的电路，其中上述的第一部分中的第一电阻包括一个设定电阻和一个可调电阻。
6.根据权利要求4的电路，其中上述的第一部分中的第一电阻包括一个固定电阻和一个可调电阻。
7.根据权利要求4的电路，其中所述的第二电阻的值取决于上述的前滤波器中的第二部分中的所述电阻的阻值。
8.根据权利要求6的电路，其中所述的第二电阻的值取决于上述的前滤波器中的第二部分中的所述电阻的阻值。
9.根据权利要求8的电路，还包括一个连接在上述缓冲器的输出端、上述限幅器的输入端和Vout之间的一个后滤波器，该后滤波器包括一个电阻，该电阻具有的阻值取决于上述前滤波器的第一部分的第一电阻。
10.根据权利要求9的电路，其中后滤波器中的上述电阻至少在阻值上接近于上述前滤波器的第一部分中的第一电阻的阻值。
11.根据权利要求10的电路，其中所述的前滤波器的第一部分中的第一电阻与后滤波器中的所述电阻为双联电位器。
全文摘要
本发明为一个音响改善电路，具有一个Vin，一个Vont及电源及插地连接。该电路用来与杜比型扩展限幅器配合工作，从而排除了使用压缩器或解码器的必要性。本电路包括一端与Vin相连的一个前滤波器的具有一个输入端和一个输出端(输入端与前置滤波器相连)的缓冲器。具有输入、输出端的杜比型扩展器与本发明这样连接，使得缓冲器的输出端与限幅器的输入端及Vout相连，限幅器的输出端接在前滤波器和缓冲器之间。
文档编号H03G5/10GK1040880SQ8910650
公开日1990年3月28日 申请日期1989年8月23日 优先权日1988年8月23日
发明者迈克尔·格伦·萨巴蒂尼 申请人:B.W.N.维夫波莱特斯公司