专利名称：线性化集成频率解调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及信号处理方面，并且特别是涉及调频信号的解调。
本发明的背景技术调频(FM)是调制方法，其中波形的频率是响应于调制波而改变。其频率可变的波形被称为载波而调制波被称为信号。调频的电磁波具有稳定的幅度并且相对于调幅的电磁波而言不易受来自自然和人为电磁波射线的影响，而这些电磁波射线能够导致静电噪声。作为这种良好特性的结果，FM被广泛用于诸如无线电这样的通信系统中并且目前更被用于诸如无线计算机以及无线电话这样的个人通信系统(PCS)中。
基于FM的系统的一个重要的特点是如何准确地从调频的信息中恢复出原始信息。一般地，将这种从调频的信息中恢复出原始信息的处理过程称为解调。在一个理想的FM系统中，对于调频信号的解调仅能提供原始调制的信息。例如，调频并接着解调1KHz的信号仅能得到1KHz的信号。但是在实际中，解调过程不仅能产生被调制的原始信号还能产生其它谐波信号。在现有技术中，解调信息可以包含2kHz、3kHz以及4kHz等分量。这个其它信息是不希望有的，因为它对FM系统有负面影响。因此理论上，这个不希望有的谐波失真的功率电平最好是小于所要信息的功率。
图1示出了一种常用的用来解调调频信号的FM延迟线性解调器100。解调器100包括一个限幅器102、一个移相器104、一个限幅器106、一个混频器108以及一个滤波器110。将标为s(t)并具有fIF中心频率的一个调频输入信号提供给限幅器102。如同在现有技术中所了解的那样，限幅器处理输入信号并提供一个具有恒定、预定幅度的输出信号并且不考虑可能出现在该输入信号中的任何幅度改变。当解调器中的电路对幅度变化敏感则在FM解调器中使用限幅器。
限幅器102处理输入信号s(t)并将具有恒定、预定幅度的限幅后的输入信号s(t)1提供给移相器104和混频器108。如同在现有技术中所了解并且将在下面详细描述的那样，混频器108对信号幅度变化敏感。因此所有进入混频器108的输入信号都必须具有相对稳定的幅度。
移相器104执行s(t)1频率相关的相移以提供一个移相信号s(t)2。理论上，这个移相是在s(t)的中心频率fIF处移动90度。如同在下文中将详细描述的那样，信号s(t)2特性上包括由移相器104所附加上的幅度和频率失真。通过限幅器106来处理信号s(t)2以产生具有预定和恒定幅度的移相信号s(t)3并被提供给混频器108。混频器108将信号s(t)3和信号s(t)1相乘以产生一个含有调制信号m(t)以及2fIF处双频项的信号s(t)4。由滤波器110处理信号s(t)4从而在输出端选择出信号m(t)。滤波器110一般为一个低通滤波器以便于可以消除包含躁声的较高频率分量。
移相器104通常是由电阻-电容-电感(RCL)电路来实现的。图2示出了移相器104通常的RCL实现方式。移相器104包括在输入电压(VIN)和输出电压(VOUT)之间串联的一个电阻200和一个电容202。在VOUT和地206之间连接有一个电感204。通过下式来表示图4所示的移相器104的操作特性(1)fIF=12πLC]]>(2)Q=2πfIFLR]]>与理想的移相器相比，移相器104的惯用RCL实现方式有一些不好之处。首先，当用来处理具有相对低的中心频率(fIF)的调制信号时，对于由分子表示的“L”而言它就变得难于获得较大的电抗。例如，对于Q为0，1并且实际的电阻为10K ohms的情况，就需要难于集成并且对于集成应用而言通常不实用的5mH的电感。项“Q”是现有技术中易于理解的表示RCL电路的品质因子。为了在上述方程(2)的计算中获得相对高的电抗，则L的值必须相对高，而这在集成半导体器件中是难于实现的因为需要大量的空间来构成一个较大的离散电感元件。
其次，移相器104的RCL实现方式会产生不希望有的一定量的幅度和相位(AM-PM)的失真，因此需要使用限幅器106，这样就限制了解调器100的应用。由于通过移相器104提供的非线性移相特性，因此在诸如大约60KHz这样的低中心频率处该解调信号m(t)具有相对低的SINAD。术语“SINAD”在现有技术中是公知的作为表示位于低谐波和较高谐波(2f0、3f0等等，其中f0是m(t)的频率)的积分之间的功率比(dB)。将参考图3和4的曲线图详细解释移相器104的幅度和频率失真。
图3是说明作为频率函数的移相器104的RCL电路的传输函数302的曲线图300。如曲线图300所示，在相对于中心频率(fIF)的频率范围304(2Δf)内，移相器104的操作导致了移相器104的已移相输出信号s(t)2的幅度变化306(ΔH)。因此，s(t)2的幅度在fIF-Δf到fIF+Δf的频率范围内变化(即失真)。由于混频器108对幅度变化非常敏感，因此必须由限幅器106来处理移相器104的已移相的输出信号s(t)2从而提供一个具有稳定幅度的信号s(t)3。
图4是说明如线402所示的在移相器104的被移相输出信号S(t)2的频率(Hz)范围内的相位变化(角度)的曲线图400。由于移相器104的非线性操作，因此如曲线402所示，解调信号m(t)(图1)具有相对低的SINAD，因而造成解调器100通常不适合于诸如高品质无线通信这样的高SINAD的应用。出于比较的目的，曲线图400还包括了一条表示在频率范围内理想的线性相移的线404。
基于解调FM信号的需要以及现有技术中的局限，迫切需要一种用于不需要使用电感并且能够提供带有对于无线通信而言足够高的SINAD的解调信号的解调FM信号的方法。
发明综述根据本发明的一个方面，一种用于处理调频输入信号并能提供输出信号的解调器包括一个限幅器，用于响应于调频输入信号以提供具有预定幅度的限幅信号。一个移相网络与该限幅器相连并且该移相网络包括若干滤波器。这个移相网络响应限幅信号并提供已被移相的限幅信号。一个信号混频器与限幅器和移相网络相连，该信号混频器响应于限幅信号和已被移相限幅信号从而产生具有限幅信号分量和移相限幅信号分量的输出信号。
根据本发明的另一个方面，一种用于处理调频输入信号并提供输出信号的方法，该方法包括这些步骤处理调频信号以产生具有预定幅度的限幅信号，用若干移相滤波器处理该限幅信号以产生已被移相的限幅信号并处理该限幅信号和已被移相的限幅信号从而产生具有限幅信号分量和移相限幅信号分量的输出信号。
根据本发明的另一个方面，一种用于处理调频信号并产生输出信号的解调器包括第一限幅器，用于响应于调频输入信号以提供具有预定幅度的限幅信号。一个低通滤波器与限幅器连接，该低通滤波器响应限幅信号并产生第一被移相的限幅信号。第二限幅器与该低通滤波器连接并响应于第一移相限幅信号以产生第二移相限幅信号。与第一限幅器和第二限幅器相连的一个信号混频器响应限幅信号和第二移相限幅信号从而产生具有限幅信号分量和移相限幅信号分量的输出信号。
随后的说明书和权利要求将使本发明的其它方面和特征变得显著。
附图简述借助于随后的附图中的实例来说明本发明的实施例，但不局限于此，在这些附图中，相同的参考标记代表相同的元件，其中图1是说明用来解调调频信号的一个惯用解调器的方框图；图2是说明在图1方框图中所使用的移相器的惯用电阻-电容-电感(RCL)电路实现方式的方框图；图3是说明用于图2中RCL电路的传输函数的曲线图；图4是说明在图2的RCL电路的移相输出信号的频率范围内的相位变化的曲线图；图5是说明根据本发明一个实施例用来解调调频信号的解调器的方框图；图6是说明根据本发明一个实施例的移相网络的方框图；图7是说明根据本发明实施例的作为图6移相网络的频率(Hz)函数的相位变化(角度)线性度的图；图8是说明根据本发明一个实施例的移相滤波器实现方式的电路示意图；图9是说明根据本发明另一个实施例的移相网络的方框图；图10是说明根据本发明一个实施例的低通滤波器的电路示意图；图11A是根据本发明一个实施例的非-反向gm单元的方框图；图11B是根据本发明一个实施例的反向gm单元的方框图；图12是说明根据本发明一个实施例的gm单元电路实现方式的电路示意图。
最佳实施例的详细描述在下面的描述中，出于解释的目的，对细节进行描述以便于提供对于本发明的全面理解。但是，很显然，没有这些特定细节本发明也可以被实际使用。在其它情况中，以方框图形式描述公知的结构和装置以避免使本发明不清楚。
一种用于解调调频信号的方法包括用一个移相网络处理调频信号以提供一个解调信号，该解调信号在该调频信号的中心频率周围具有相对稳定的幅度并且在一个工作频率范围内可以显示出相对线性化的相位改变。该解调信号具有相对高的SINAD，从而使该方法适合于诸如无线电通信和无线电话这样的高SINAD应用。该方法还可以避免在移相网络中使用电感，从而能提供适用于集成电路应用的小型化解调器。本发明的实施例包括但不局限于此，包括N个移相滤波器的一个移相网络，以及包括一个低通滤波器的移相网络，将在下面对其进行详细描述。
详细描述图5说明了根据本发明一个实施例用于解调调频信号的解调器500。解调器500包括一个限幅器502、一个移相网络504、一个混频器506以及一个滤波器508。限幅器502处理输入信号s(t)并将具有稳定以及预定幅度的已被限幅的输入信号提供给移相网络504和混频器506。移相网络504在s(t)1的中心频率fIF处将s(t)1进行依靠频率的90度的相移，从而提供被移相的信号s(t)2。混频器506将s(t)1和s(t)2组合从而提供一个包含信号m(t)和较高频率分量即处于fIF、2fIF、3fIF等频率处的s(t)1。由滤波器508处理信号s(t)3从而消除处于fIF、2fIF、3fIF等频率处的s(t)1的较高阶分量，并提供输出信号m(t)。
在最佳实施例中以差分电路形式来实现解调器500，其中每个所示连接线都包括两条彼此相差180度(180)相位的连接线，以增加电源抑制比。但是，为了简化说明，连接线被描述为如图5所示的一条线。
图6是说明根据本发明实施例的移相网络504的移相滤波器网络实现方式的方框图。根据这个实施例，移相网络504包括N个移相滤波器600，这些滤波器一起提供带有最小s(t)1的幅度或频率失真的调频输入信号s(t)1的(90)度相移。如同下面详细描述的那样，这些移相滤波器600最好能提供相同数量的相移，即每个都是(90/N)度，但是可以替换提供不同数量的相移。第一移相滤波器600处理输入信号s(t)1并提供一个移相信号s(t)1′。通过第二移相滤波器600来处理移相信号s(t)1′并提供一个移相信号s(t)1″。这个过程继续直到最后一个移相滤波器提供信号s(t)2。这种方法产生相对线性的相位变化并且在s(t)1的中心频率(fIF)处至少到达九十(90)度的相位改变。
图7是说明作为用根据本发明实施例的可变数量移相滤波器600实现的移相网络504的频率(Hz)函数的相位变化(度)线性度。图700包括一组相位变化曲线702，这些曲线说明用1个到5个根据本发明实施例的移相滤波器600来实现的移相网络504的相位变化线性度。相位变化曲线702不需要提供一个实际上的并且对于移相网络504精确的响应，但是取而代之的是提供用来说明当用可变数量的移相滤波器600来实现时移相网络504的相对线性度，并且该移相网络504的线性度通常随着移相网络504中的移相滤波器600数量的增加而提高。理想地，移相网络504在s(t)1的中心频率(fIF)处提供s(t)1的90(90)度相移。
曲线704通常说明当用一个移相滤波器600实现时能在s(t)1的中心频率(fIF)处提供s(t)1的90(90)度相移的移相网络504的相位变化线性度。曲线706通常说明当用两个移相滤波器600实现时，其中每个移相滤波器600能在s(t)1的中心频率(fIF)处提供s(t)1的45(45)度相移的移相网络504的相位变化线性度。曲线708通常说明当用三个移相滤波器600实现时，其中每个移相滤波器600能在s(t)1的中心频率(fIF)处提供s(t)1的30(30)度相移的移相网络504的相位变化线性度。曲线710通常说明当用四个移相滤波器600实现时，其中每个移相滤波器600能在s(t)1的中心频率(fIF)处提供s(t)1的22.5(22.5)度相移的移相网络504的相位变化线性度。曲线712通常说明当用五个移相滤波器600实现时，其中每个移相滤波器600能在s(t)1的中心频率(fIF)处提供s(t)1的18(18)度相移的移相网络504的相位变化线性度。
因此，移相网络504的线性度随着使用较大数目的移相滤波器以获得90度相移而提高。如曲线712所示，用根据本发明的五个(5)移相滤波器600来实现移相网络504时可以提供相对线性的相位变化响应，即相对低的PM失真。五个(5)移相滤波器600的实现方式还可以在调制信号的中心频率(fIF)附近提供足够低的幅度失真，以便使解调器500在移相网络504和混频器506之间不需要一个限幅器级。根据本发明的一个实施例，移相网络504的五个(5)移相滤波器600的实现方式可以产生适用于许多诸如无线通信这样通信应用的具有接近于60分贝(dB)SINAD的解调信号。可以通过操作在其相应线性范围内每个移相滤波器600来获得由五个(5)移相滤波器600的实现方式所提供的相对线性的相位变化响应，从而减少移相网络504的总体失真。在单个移相滤波器实现方式中，拐点(corner-point)是在工作非线性区，因而减小了解调信号的SINAD。与此相反，五个(5)移相滤波器实现方式将拐点提高到移相滤波器600的线性区。
使用能提供相同数量相移的移相滤波器是有益的，因为它可以用将用于所有移相滤波器600的相同电路元件来设计一个单个移相滤波器600。但是，由每个单个移相滤波器提供的相移量是可以根据特定应用而改变的。
根据本发明的一个实施例，位于移相网络504中的移相滤波器600可以提供不同量的相移，而总的相移量(90度)保持不变。例如，对于特定的五个移相滤波器600的实现方式，五个移相滤波器600中的四个可以提供20(20)度的相移而第五个移相滤波器600可以提供10(10)度的相移。还可以使用其它组合。
图8说明了根据本发明一个实施例的移相滤波器600的电路实现方式。移相滤波器600包括在输入信号s(t)1和输出信号s(t)1′之间串联的第一电阻-电容(RC)对602，第二RC对604以及输出缓冲器606。输出信号s(t)1′表示由移相滤波器600处理过的s(t)1。第一RC对602包括位于s(t)1和地611之间的彼此串联的电容608和电阻610。第二RC对604包括位于s(t)1和地611之间的彼此串联的电阻612和电容614。输出缓冲器606最好是一个具有非反向输入(+)和反向(-)输入并具有增益为1(1)的单位增益放大器。输出缓冲器606的非反向输入(+)与电容608和电阻610之间的节点616相连。标为(-)的输出缓冲器606的反向输入端与电阻612和电容614之间的节点618相连。输出缓冲器606在其输出端提供s(t)1′。如图8所示的移相滤波器600电路实现方式的工作特性由下列方程来表示(3)θ(f)=2tan-1(12πRCf)]]>(4)RC=12πfIF]]>
(6)Q＝1根据应用的特定要求来选择电容608、电阻610、电阻612以及电容614的元件值。在一个这种应用中，以图8中的方式实现的移相滤波器600在s(t)1的中心频率fIF接近于60KHz时产生s(t)1′的30dB的SINAD。在这个应用中，电容608、电阻610、电阻612以及电容614所选的元件值范围如下电容6085pF；电阻610100K欧姆；电阻612；100K欧姆；以及电容6145pF。本发明的这些实施例根据所使用的元件值而特定用于具有频率为大约10KHz到200KHz的调制信号，尽管还可以将本发明用于带有不同频率的调制信号。
对于一些无线电通信应用，例如蜂窝式电话，30dB的SINAD不能为适当性能例如群时延展宽提供所需的足够的功率余量。因此，根据如图6所示的本发明的一个实施例以及前面所述，可以使用多个移相滤波器600来减少s(t)1和m(t)中的失真。
包括五个(5)移相滤波器600的移相网络504的操作由下列方程来表示
包括如图8所示的五个(5)移相滤波器600的移相网络504在s(t)1的中心频率fIF接近于60KHz时为s(t)′1产生接近于55dB的SINAD，并提供适用于许多诸如无线电话这样的无线电通信应用的解调器500。有利地，包括如图8所示的五个(5)移相滤波器600的移相网络504不需要使用电感或在移相网络504和混频器506之间使用限幅器，从而可以使移相网络504特定地用于集成电路中从而可以使用有限的元件空间。
图9说明了根据本发明的另一个实施例的移相网络504。用一个低通滤波器900和一个限幅器902来实现移相网络504。低通贝塞尔滤波器900处理输入信号s(t)1并提供具有相对低的群时延失真的移相信号s(t)′1。限幅器902通过补偿由低通贝塞尔滤波器900提供的信号s(t)′1中的任何幅度改变来处理信号s(t)1并提供输出信号s(t)2。
根据图9的低通贝塞尔滤波器900实现方式，通过选择低通贝塞尔滤波器900的阶数来改变输出信号s(t)2的线性度。已经发现第三阶低通贝塞尔滤波器900可以提供在最少90(90)度范围内直到信号s(t)1中心频率(fIF)处的线性相位改变并带有相对低的失真。低通贝塞尔滤波器900具有与图8的移相滤波器600相同的传输函数。可以根据特定应用使用其它阶贝塞尔滤波器。
图10示出了根据本发明的一个实施例的使用gm单元的第三阶低通贝塞尔滤波器900的电路实现方式。Gm单元，也被公知为跨导单元或电压-电流转换器，在现有技术中都是公知的并用于将输入电压变换为输出电流。为了简便起见，用单个信号输入和单个信号输出来说明图10中的所有gm单元。如同在现有技术中所公知并如图11A和11B所示，gm单元实际上具有两个输入和两个输出。图11A示出了用于图10中gm单元902、904和906的通用的非反向gm单元1100。图11B示出了用符号表示的带有反向输出的通用的反向gm单元1102。
低通贝塞尔滤波器900包括在输入信号s(t)1和输出信号s(t)2之间与输出缓冲器908串联的非反向gm单元902、904和906。低通贝塞尔滤波器900还包括反向gm单元910、912、914和916。反向gm单元910并联于位于非反向gm单元904的输入端和非反向gm单元902的输出端之间的节点917处。反向gm单元912并联于位于非反向gm单元906的输出端和输出缓冲器908的输入端之间的节点918处。反向gm单元914与位于节点917和节点919之间的非反向gm单元904并联。反向gm单元916并联于位于节点918和节点919之间的非反向gm单元906。
低通贝塞尔滤波器900还包括电容920、922和924。电容920连接于节点917和地925之间。电容922连接于节点919和地925之间。电容924连接于节点918和地925之间。
根据本发明的另一个实施例，调谐输入926与每个gm单元902、904、906、910、912、914以及916相连，如图10、11A和11B所示。为了简便和清楚起见，所示调谐输入926是作为与低通贝塞尔滤波器900相连的一个单独连接，但是实际上，如图11A和11B所示，它与每个gm单元902、904、906、910、912、914以及916相连。调谐输入926调整gm单元902、904、906、910、912、914以及916的电压到电流的转换操作从而计算分量值中的变化和/或在低通贝塞尔滤波器900中的寄生电容。调谐输入926使得低通贝塞尔滤波器900的操作被“调谐”以便于该输入信号s(t)1在输入信号s(t)1的中心频率(fIF)处被移相90(90)度。重要的，调谐输入926使得在操作过程中由其它电路(未示出)对低通贝塞尔滤波器900进行动态调谐从而通过使用一个参考时钟校准c/gm时间常数并且调整在调谐输入926上的电压以保持90度的相移。
通过下列方程来描述如图10所示的标准的低通贝塞尔滤波器900的操作f(s)=1sinh(s)1+cosh(s)/sinh(s)]]>根据特定应用的需要来选择电容920、922和924的值。根据这种应用，电容920、922和924的值是在大约1到15皮法(pf)的范围内，这个范围适合于集成电路应用。
图12示出了根据本发明一个实施例的gm单元1200的电路实现方式。gm单元1200包括连接于节点1204和节点1206之间的电流源1202。节点1204与诸如2.7伏电源这样的电压源相连。gm单元1200进一步包括连接于节点1206和节点1210之间的一个NPN型晶体管1208。一个NM0SFET晶体管1212连接于节点1210和地1214之间。
Gm单元1200包括连接于节点1204和节点1218之间的电流源1216。一个NPN型晶体管1220连接于节点1218和节点1222之间。一个NMOSFET晶体管1224连接于节点1222和地1214之间。电流源1202产生由箭头1226所表示方向上的偏置电流。电流源1216产生由箭头1228所表示方向上的偏置电流。
Gm单元1200在节点1206处提供负的输出电流(IOUT-)而在节点1218处提供正的输出电流(IOUT+)。调谐输入926与NPN型晶体管1208和1220的栅极输入相连。NM0SFET晶体管1212的栅极输入1230与gm单元1200的正向输入电压端(VIN+)相连。NPN型晶体管1224的栅极输入1232与gm单元1200的负向输入电压端(VIN-)相连。
尽管以三阶贝塞尔滤波器为内容说明和描述了低通贝塞尔滤波器900的实施例，但是可以根据特定应用的需要而使用其它阶贝塞尔滤波器。例如，对于一些其中线性要求不是很严格的应用，可以使用诸如二阶贝塞尔滤波器这样的较低阶数的贝塞尔滤波器，虽然在可能的成本条件下能在到达输入信号s(t)1中心频率的频率范围内提供输出信号s(t)2的较低线性的相位变化。其它应用可能在不同的相位改变范围内需要更严格的线性度并因此可以使用诸如五阶贝塞尔滤波器这样的较高阶数的贝塞尔滤波器。
这里所描述的技术对于用于解调调频信号的现有技术而言能提供一些有利之处。最为显著的，这里所描述的这些实施例对于带有相对小的幅度或频率失真的输入信号而言能提供直到其中心频率(fIF)处的90度(90)相位改变。避免使用电感可以减小电路实现的尺寸而这在集成电路应用中是非常有用的。移相滤波器在移相网络504之后不需要使用额外的限幅器级从而可以进一步减少所需元件的数量。最后，调谐输入926可以使低通贝塞尔滤波器900的操作被进行动态调整以便于输入信号s(t)1在其中心频率(fIF)处被移相90(90)度。
在前述说明中，已经参考了其特定实施例描述了本发明。但是，很明显，在不脱离本发明较宽实质和范围的情况下，可以对其进行各种修改和变型。因此，本发明的说明书和附图只是说明性的而不是限制性的。
权利要求
1.一种适用于集成电路的低失真移相网络(504)，所述网络包括若干级联的移相滤波器(600)，其中每个移相滤波器在中心频率处提供低于90度的相移，并且级联的若干移相滤波器能在中心频率处总体上提供90度的相移。
2.权利要求1的移相网络，包括数量为N的移相滤波器(600)，其中每个移相滤波器能提供90/N度的相移。
3.一种FM解调器，包括一个低失真移相网络(504)，包括级联的若干移相滤波器，其中每个移相滤波器都能在中心频率处提供小于90度的相移并且级联的若干移相滤波器(600)能在中心频率处总体上提供90度的相移。
4.权利要求3的FM解调器，进一步包括一个限幅器(502)，响应于调频信号并提供一个限幅信号；所述低失真移相网络(504)，从所述限幅器(502)中接收限幅信号并提供一个移相的限幅信号；以及一个混频器(506)，具有与所述限幅器(502)相连的第一输入和与所述移相网络(504)相连的第二输入，所述混频器(506)响应于限幅信号和移相限幅信号从而产生一个解调的输出信号。
5.权利要求4的FM解调器，其中所述移相网络(504)包括数量为N的移相滤波器(600)，其中每个移相滤波器(600)都提供90/N度相移。
6.权利要求3的FM解调器，其中所述移相网络(504)包括数量为N的移相滤波器(600)，其中每个移相滤波器都提供90/N度相移。
7.一种用于处理调频输入信号并提供一个解调输出信号的解调器(500)，该解调器(500)包括一个限幅器(502)，响应于调频信号从而提供具有预定幅度的限幅信号；与该限幅器(502)相连的一个移相网络(504)，该移相网络包括其中每个在中心频率处提供预定相移并工作在一个线性范围内的若干级联滤波器，该移相网络(504)响应于限幅信号从而提供具有在中心频率处的相移等于若干滤波器相移总和的一个移相限幅信号；以及一个与限幅器(502)和移相网络(504)相连的信号混频器(506)，该信号混频器(506)响应于限幅信号和移相限幅信号从而产生具有限幅信号分量和移相限幅信号分量的一个解调输出信号。
8.如权利要求7所述的解调器(500)，进一步包括一个与混频器(506)相连的一个滤波器(508)，该滤波器(508)响应于输出信号从而提供一个滤波过的输出信号。
9.如权利要求7所述的解调器(500)，其中若干滤波器包括被构造成能提供限幅信号总共90度相移的若干移相滤波器(600)。
10.如权利要求9所述的解调器(500)，其中若干移相滤波器(600)包括五个移相滤波器其中每个都被构造成能提供限幅信号18度的相移。
11.一种用于处理调频输入信号并提供一个输出信号的解调器(500)，该解调器(500)包括一个第一限幅器(502)，响应于调频信号从而提供具有预定幅度的限幅信号；一个与该限幅器(502)连接的低通贝塞尔滤波器(900)，该低通贝塞尔滤波器(900)响应于限幅信号以产生第一移相限幅信号；一个与低通贝塞尔滤波器(900)连接的第二限幅器(902)，响应于第一移相限幅信号以产生第二移相限幅信号；以及一个与第一限幅器(502)和第二限幅器(902)相连的信号混频器(506)，该信号混频器(506)响应于限幅信号和第二移相限幅信号从而产生具有限幅信号分量和移相限幅信号分量的一个输出信号。
12.如权利要求11所述的解调器(500)，进一步包括一个与混频器(506)相连的滤波器(508)，该滤波器(508)响应于输出信号以提供一个滤波的输出信号。
13.如权利要求11所述的解调器(500)，其中该低通贝塞尔滤波器(900)是一个三阶低通贝塞尔滤波器(900)。
全文摘要
一种用于解调调频信号的方法,该方法包括使用一个移相器网络来处理调频信号以提供一个解调信号,该解调信号具有环绕该调频信号中心频率的相对稳定的幅度并在操作频率范围内显示出相对线性的相位改变。本发明的实施例包括一个含有N个移相滤波器的移相网络和一个含有一个低通滤波器的移相网络。
文档编号H03H7/18GK1277773SQ99801509
公开日2000年12月20日 申请日期1999年6月14日 优先权日1998年6月29日
发明者P·斯特勒特, R·莫兴德拉 申请人:皇家菲利浦电子有限公司