交错式llc均流变换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开一种交错式LLC均流变换器。所述交错式LLC均流变换器包括：交错式LLC电路，由偶数个LLC电路并联构成；和与所述LLC电路相同个数的多个绕组，其中：每个所述LLC电路的输出直流侧的第一极性端共同构成第一输出端；每个所述绕组的第一端共同构成第二输出端；所述多个绕组中的第一半数以第一方向环绕磁芯，所述多个绕组中的第二半数以第二方向环绕所述磁芯；每个所述多个绕组的感值相等，并且所述多个绕组中的第一半数与所述多个绕组中的第二半数构成反向耦合；和每个所述LLC电路的输出直流侧的第二极性端与一个所述绕组的第二端相连接。
【专利说明】交错式LLC均流变换器
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种LLC变换器，尤其是一种交错式LLC均流变换器。
【背景技术】
[0002]LLC拓朴(参见图1)被广泛的应用在各类产品中，如液晶电视，网络电源等。LLC至少具有下列优点:首先，LLC在无外加电路的条件下能实现开关管的ZVS，同时满足高效率和高频率的需求；其次，LLC中的副边整流管ZCS和低的VF进一步实现高效率，因此非常适合用于在前一级为PFC的两级拓扑结构中，有提升交流输入、直流输出时的效率；再其次，LLC无输出电感，成本低；最后，在低于500W的应用中，LLC容易实现磁集成技术。
[0003]虽然因为以上的优点使LLC拓朴得到了广泛的应用，但是因为LLC无输出滤波电感，尤其是低电压输出、大电流、大功率的场合，为了解决电流纹波过大的问题，需在输出端并联大量的电容去吸收电流纹波。相对普通LLC拓扑来说，交错式LLC拓扑(参见图2)显着地解决了电流纹波的问题，并减小电容的应力，故在大功率或大电流的应用中，应用交错式LLC是一个较好的选择。交错式LLC是两个LLC变换器在驱动有90°相位差的情况下并机工作。在实际应用中，两谐振腔的参数不一定完全一致。因为交错式LLC的输出电压是相等的，故有相同的增益，当两谐振腔的参数有误差时:
[0004]frl Φ fr2 — fnl Φ fn2
[0005]G1=G2 — Q1 ^ Q2 — 101 Φ 102。
[0006]可见，当两谐振腔的参数不一致时，交错式LLC的两变压器1\、T2处于不同的负载条件，愈恶劣的谐振参数的误差导致愈严重的电流不均衡。由图3可见，当900W半桥式交错式LLC的谐振参数存在±5%的误差并且满载运作时，其中一个LLC变换器的输出电流Itll几乎为零，处于轻载条件。在实际的应用中，在最恶劣的误差条件下，当其中一个LLC处于轻载时，另一个LLC变换器却已超载，严重时甚至引起损坏。不幸的是，对于交错式LLC来说，准确掌握谐振参数(谐振电感L"谐振电容C；，)向来比较困难，这种困难构成交错式LLC应用上的瓶颈。
【发明内容】
[0007]本发明旨在克服交错式LLC拓朴的均流问题，使之可应用于大功率、大电流和高频率的场合。为解决此技术问题，本发明提供一种交错式LLC均流变换器。所述交错式LLC均流变换器包括:交错式LLC电路，由偶数个LLC电路并联构成和与所述LLC电路相同个数的多个绕组。在所述交错式LLC均流变换器中:每个所述LLC电路的输出直流侧的第一极性端共同构成第一输出端；每个所述绕组的第一端共同构成第二输出端；所述多个绕组中的第一半数以第一方向环绕磁芯，所述多个绕组中的第二半数以第二方向环绕所述磁芯；每个所述绕组的感量相等，并且所述多个绕组中的第一半数与所述多个绕组中的第二半数构成反向耦合；并且，每个所述LLC电路的输出直流侧的第二极性端与一个所述绕组的第二端相连接。[0008]作为本发明的一种改进，在前述交错式LLC均流变换器的基础上，所述交错式LLC均流变换器还包括输出电容，连接于所述第一输出端和所述第二输出端之间。作为本发明的另一种改进，前述输出电容为电解电容。
[0009]作为本发明的又一种改进，前述交错式LLC均流变换器中的磁芯为封闭磁芯。
[0010]作为本发明的又一种改进，前述交错式LLC均流变换器中的交错式LLC电路由二个LLC电路并联构成。
[0011]作为本发明的又一种改进，前述交错式LLC均流变换器中绕组的感值不超过Lyη2, η为所述LLC电路中的变压器的匝数比，Lr为若所述交错式LLC均流变换器不包括所述多个绕组时所述LLC电路中的谐振电感的感值。作为本发明的再一种改进，前述绕组的感值不超过Ly (2.η2)。
[0012]作为本发明的又一种改进，前述交错式LLC均流变换器中的LLC电路的谐振参数(谐振电感K、谐振电容(；)的误差不超过10%。
【专利附图】
【附图说明】
[0013]图1是现有技术中的半桥式LLC拓朴图。
[0014]图2是现有技术中的交错式LLC拓朴图。
[0015]图3具有5%误差的L" Cr的电流仿真波形图。
[0016]图4a是本发明的一个实施例的拓朴图。
[0017]图4b是耦合电感工作原理图。
[0018]图5a是本发明的一个实施例的拓朴图。
[0019]图5b是图5a中的实施例未包含5%组件误差下的输出电流波形图。
[0020]图5c是图5a中的实施例包含5%组件误差下的输出电流波形图。
[0021]图6是本发明的一个实施例的拓朴图。
[0022]图7是本发明的一个实施例的拓朴图。
【具体实施方式】
[0023]为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0024]援用耦合电感的均流作用，本发明的一个实施例提供一种图4a所示意的交错式LLC均流变换器400。所述交错式LLC均流变换器400由两个LLC电路401并联构成的交错式LLC电路和一个耦合电感402构成。所述LLC电路401可以是市场上可得到的任何一种LLC拓朴。所述耦合电感402由两个绕组403和一个磁芯404构成，位于所述LLC电路中401的输出二极管405和所述LLC均流变换器400中的输出电容406之间。所述磁芯404可以是开放式磁芯或封闭式磁芯。优选地，所述磁芯404是封闭磁芯。采用封闭磁芯对周围组件干扰小，并且在多个绕组时，电感较易制作。如图4a所示，此两个LLC电路401的输出直流侧的正极407共同构成第一输出端408 ;并且，所述两个绕组403的第一端409共同构成第二输出端410。其次，所述二个绕组403的一个以第一方向环绕所述磁芯404，所述两个绕组403的另一个以第二方向环绕所述磁芯404。所述两个绕组403的感量是相等的，在所述磁芯404上构成反向耦合。最后，所述两个LLC电路401的输出直流侧的负极411分别与所述两个绕组403的第二端412 (也就是不与另一个绕组403共同构成所述第二输出端410的一端)相连接。前述输出电容406连接于所述第一输出端408和所述第二输出端410之间；所述输出电容406是市场上寻常可得的电容器，例如薄膜电容或电解电容。
[0025]图4a的实施例可视为将单纯的交错式LLC电路(参见图2)中的T1和T2中的谐振电感L分别切割为Lrt、L1和Lrf、L2，其中Lrt和L2置于谐振腔参加谐振，其感值为α.Lr(α为原边谐振电感所分得感值的系数);U和L2分别为置于副边输出二极管405之后并且相互耦合的所述两个绕组403在磁芯404上产生的感值，所述感值均为(1-α ).Ι^/η2，其中η为变压器匝比。交错式LLC利用置于副边部分的耦合电感402，当所述LLC电路401不均流时，由于电流的作用，在耦合电感402上产生不同的互感，工作时折射到原边参加谐振以达到均流的目的。由以上说明可知，α必须大于零，否则原边就会全无电感而不成其为LLC电路了。准此，当α大于零时，在本发明的一个实施例中的副边感值1^和1^2小于L/n2。因为耦合电感402的感值愈大，二极管405承受的电压应力就愈大，出诸效率及耦合电感402对输出二极管405应力的的考虑，耦合电感402的感值不宜过大。因此，在本发明的另一个优选实施例中，副边感值L1和L2不超过Ly (2.η2)。
[0026]所述交错式LLC均流变换器400中每个LLC电路401的工作频率可以不是相同的。但是，在一个优选的实施例中，所述交错式LLC均流变换器400中每個LLC电路401的工作频率是相同的。在这个实施例中，因为每个LLC电路401的工作频率都是一样的，我们可以使用一个控制器(未在图4a中示出)来控制所有构成所述交错式LLC电路400中的LLC电路401。相对于工作频率相异的装置而言，这种控制方式更简单，还降低了装置的生产成本。
[0027]所述交错式LLC均流变换器400中的LLC电路401并联工作时的错相角度没有特殊限制。但是，在一个优选的实施例中，所述交错式LLC均流变换器400中的LLC电路401并联工作时的错相角度为180/N度，其中N为所述LLC电路401的个数。当错位角度为180/N度时，输出电流纹波最`小；并且，相对于每个LLC电路401不是错位180/N度的装置而言，本实施例中的装置所需的输出电容406较小。
[0028]所述LLC均流变换器400还可以连接单一输入电源或多个不同的输入电源。但是，在一个优选的实施例中，所述LLC均流变换器还包括单一输入电源413。使用单一电源413有利于实施前一级为大功率、大电流的PFC两级拓扑结构(未在图4a中示出)。因为可在结构内部配置均流线路，提高了模块的集成度，同时简化大功率等级的应用。
[0029]在实际应用中，所述LLC电路401的组件参数都存在一定的误差，且误差方向和具体的误差值不易精准控制。一般来说，只能做到把组件误差控制在特定的百分比之内。在本发明的一个实施例中，所述LLC电路401的谐振参数的误差不超过10%。因为LLC电路401组件允许的偏差愈大，则达到所需分流精度的所需耦合电感402就愈大，从而二极管405承受的电压应力也就愈大，因此宜尽量控制LLC电路401组件的参数误差。优选地，此实施例中所述LLC电路401组件的误差(谐振电感L,、谐振电容(；)不超过5%。
[0030]承前，LLC电路401的组件参数误差是比较难控制的。因此，相对于LLC电路401的参数误差而言，比较可行的均流途径是使Txl和Tx2两个谐振腔中谐振电感的分配保持一致:
[0031]Lr/ = Lr^L1.η2 ;并且[0032]Lr/ =U Lrt = UL1 = L2，其中η为变压器匝比；Lrt为加入耦合电感402后置于原边的谐振电感，Lrt'为没有加入耦合电感时原边的谐振电感。参照图4b，对于感值为L的耦合电感402而言:
[0033]L21=-M.102/101 ；
[0034]L12=-M.101/102 ；
[0035]Lr01 = L^L21 ;和
[0036]Lr02 = L2+L12，其中Lrtl和Lrfl2是耦合电感402实际感值与互感共同作用后的感值；L12和L21是相互作用的互感。准此，当Itll > 102时，因为:
[0037]Lr01 > Lr02 ；
[0038]frl < fr2 ；
[0039]fnl > fn2 ;和
[0040]Q^Q2，导致Itll < 102 0可见，图4a所示的实施例中的耦合电感402可以实现负反馈，达到在所述两个LLC电路401之间均流的目的。
[0041]参见图5a。在本发明的另一个实施例中，交错式LLC均流变换器500由900W的交错式半桥LLC构成。所述交错式LLC电路包括二个LLC电路401，并且包括由二个感值相等的绕组403反绕封闭磁芯404构成的耦合电感402。本实施例中的交错式LLC均流变换器500的其它参数如下:Lr= 25 μ H ；Cr=64nF ；Lm= 120 μ H ;工作频率为125kHz ;变压器实际匝比为15:4 ;输出负载R=3 Ω。当所述LLC电路401的组件误差为±5%时，在最恶劣条件下时Crt=L 05.Cr, Cr2=0.95.Cr,我们期待所述交错式LLC均流变换器500能达到10%的均流精度。在组件误差为5%的情况下，Lrl=Q -Lr-L 05并且Lrf= a -Lr-0.95。未通过折算时副边应分得的感值为k，其中k在O到(1-α).L之间变化。当α =0.6时，可计算出增益范围为1.02~1.07。在以上的仿真基础上，电感分为15μΗ和10 μ H，若所述二个LLC电路没有组件误差的话，则所述二个LLC电路401的输出电流的波形如图5b ;若对谐振腔的参数Txl增加+5%的误差，对Tx2的谐振参数增加-5%的误差，所述二个LLC电路的输出电流的波形如图5c。在图5a中不存在组件误差的情况下，输出电流Icil和Ici2固呈均衡状态；在图5c中存在±5%的组件误差的情况下，输出电流I (SP)和I(PM)亦能满足10%均流精度。可见，本实施例中的交错式LLC均流变换器500有效克服了现有技术中因为LLC谐振腔参数难以捉摸所致的电流分配不均的问题。
[0042]前述实施例(图4a，5a)中的交错式LLC均流变换器中的两个LLC电路都是在直流侧的输出端的二极管的负极连接耦合电感。见图6，在本发明的一个实施例中的交错式LLC均流变换器600中，两个LLC电路401在直流侧的输出端的二极管的正极407连接耦合电感402。当所述两个LLC电路401在所述二极管405的正极407连接所述耦合电感402时，所述LLC电路401的输出直流侧的负极411共同构成第一输出端408 ;并且，两个绕组403的第一端409共同构成第二输出端410。其次，所述二个绕组403的一个以第一方向环绕所述耦合电感402的磁芯404，所述两个绕组403的另一个以第二方向环绕所述磁芯404。与图4a, 5a中的实施例不同的是，所述两个LLC电路401的输出直流侧的正极407分别与所述两个绕组403的第二端412 (也就是不与另一个绕组403共同构成所述第二输出端410的一端)相连接。与图4a，5a中的实施例相同的是，在本实施例中所述两个绕组403的感量是相等的，在所述磁芯404上构成反向I禹合；并且，输出电容406连接于所述第一输出端408和所述第二输出端410之间。虽然耦合的极性有别，就均流效果而言，本实施例与图4a，5a中的实施例没有二致。
[0043]前述实施例(图4a，5a, 6)中的交错式LLC均流变换器中都包括二个并连的LLC电路。图7中的实施例并连了四个LLC电路401，用来说明本发明中的交错式LLC均流变换器适用于并联的任何偶数个交错式LLC电路。参照图7，在本发明的一个实施例中，交错式LLC均流变换器700由四个LLC电路401并联构成的交错式LLC电路和一个耦合电感402构成。所述LLC电路401可以是市场上任何一种可实现寻常的LLC拓朴的装置。所述耦合电感402由四个绕组403和一个封闭磁芯404构成,位于所述LLC电路中401的输出二极管405和所述LLC均流变换器700中的输出电容406之间。如图7所示，此四个LLC电路401的输出直流侧的正极407共同构成第一输出端408 ;并且，所述四个绕组403的第一端409共同构成第二输出端410。其次，所述四个绕组403的二个以第一方向环绕所述磁芯404，所述四个绕组403的另外二个以第二方向环绕所述磁芯404。所述四个绕组403的感量是相等的，在所述磁芯404上构成反向耦合。最后，所述四个LLC电路401的输出直流侧的负极411分别与所述四个绕组403的第二端412 (也就是不与另一个绕组403共同构成所述第二输出端410的一端)相连接。前述输出电容406连接于所述第一输出端408和所述第二输出端410之间；所述输出电容406是市场上寻常可得的电容器，例如薄膜电容或电解电容。
[0044]应该注意到并理解，在不脱离后附的权利要求所要求的本发明的精神和范围的情况下，能够对上述详细描述的本发明做出各种修改和改进。因此，要求保护的技术方案的范围不受所给出的任何特定示范教导的限制。
【权利要求】
1.一种交错式LLC均流变换器，包括: 交错式LLC电路，由偶数个LLC电路并联构成；和 与所述LLC电路相同个数的多个绕组，每个绕组分别具有第一端和第二端，其中: 每个所述LLC电路的输出直流侧的第一极性端共同构成第一输出端； 每个所述绕组的第一端共同构成第二输出端； 所述多个绕组中的第一半数以第一方向环绕磁芯，所述多个绕组中的第二半数以第二方向环绕所述磁芯； 每个所述绕组的感值相等，并且所述多个绕组中的第一半数与所述多个绕组中的第二半数构成反向耦合；和 每个所述LLC电路的输出直流侧的第二极性端与一个所述绕组的第二端相连接。
2.权利要求1中的交错式LLC均流变换器，还包括输出电容，连接于所述第一输出端和所述第二输出端之间。
3.权利要求2中的交错式LLC流变换器，其中各個LLC电路的工作频率是相同的。
4.权利要求1中的交错式LLC均流变换器，其中所述磁芯为封闭磁芯。
5.权利要求1中的交错式LLC均流变换器，其中所述交错式LLC电路由二个LLC电路并联构成。
6.权利要求1中的交错式LLC均流变换器，其中所述交错式LLC电路并联工作时的错相角度为180/N度，N为所述LLC电路的个数。
7.权利要求1中的交错式LLC均流变换器，还包括单一输入电源。
8.权利要求1-7中之一的交错式LLC均流变换器，其中所述绕组的感值不超过Lyn2，η为所述LLC电路中的变压器的匝数比，Lr为若所述交错式LLC均流变换器不包括所述多个绕组时所述LLC电路中的谐振电感的感值。
9.权利要求1-7中之一的交错式LLC均流变换器，其中所述绕组的感值不超过Ly(2.η2)，η为所述LLC电路中的变压器的匝数比，Lr为若所述交错式LLC均流变换器不包括所述多个绕组时所述LLC电路中的谐振电感的感值。
10.权利要求1-7中之一的交错式LLC均流变换器，其中所述LLC电路的谐振参数的误差，也就是谐振电感L和谐振电容(；的误差，不超过10%。
【文档编号】H02M1/14GK103780081SQ201210404331
【公开日】2014年5月7日 申请日期:2012年10月22日 优先权日:2012年10月22日
【发明者】黎昆凤, 张华丽, 邓彦彦, 顾亦磊, 阳岳丰 申请人:伊顿公司