专利名称：一种高压直流电流整流模块的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及直流电流整流领域，特别是涉及一种带钳位二极管全桥PWM三电平ZVS软开关准谐振的高压直流电流整流模块。
背景技术：
目前，高压直流电流的整流是采用移相全桥技术，如中国专利ZL201220096735.5，在2012年11月7日申请公开了一种移相全桥开关电源的直流变换电路，其正是采用移相全桥的控制方式，移相全桥控制方式是谐振变换技术，其基本工作原理为:每个桥臂的两个开关管180度互补导通，每个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓的移相角。移相控制的全桥PwM变换器存在一个主要缺点是:滞后臂开关管在轻载下很难实现零电压开关，使它不适合负载范围变化大的场合。电路若不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果；首先，由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；其次，开关开通时存在较大的di/dt落，将会造成大的电磁干扰(EMI);再者，由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬交作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以在实际使用中需在副边二极管上加入RC吸收。
实用新型内容本实用新型的目的在于提供一种闻压直流电流整流|旲块，其能有效解决现有之闻压直流整流模块很难实现零电压开关的问题。为达此目的，本实用新型采用以下技术方案:一种高压直流电流整流模块，所述整流模块至少包括有母线输入电容、斩波管、超前管、滞后管，其中，母线输入电容包括第一电容(Cl)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第四电容(C4)，第一电容(Cl)与第二电容(C2)串联后接入正负母线的第一端和第二端，第三电容(C3)与第四电容(C4)串联后接入正负母线的第一端和第二端，形成并联；所述斩波管、超前管和滞后管均包括MOS管；所述斩波管的第一端和所述超前管的漏极、源极正向依次串联后的正负极并联在正负母线的第一端和第二端，并且所述斩波管与所述超前管在A点形成串联；所述滞后管中的各MOS管的漏极、源极正向依次串联后的正负极并联在正负母线的第一端和第二端，并且所述滞后管的中部设置有B点；并且，所述整流模块至少还设置有谐振电感(LR)、隔直电容(CR)、功率变压器(TR)、钳位二极管(D3、D4)，所述功率变压器(TR)同名端连接A点，异名端接隔直电容(CR)的第一端；所述隔直电容(CR)的第二端接谐振电感(LR)的第一端和钳位电感(LR2)的第一端，所述谐振电感(LR)的第二端连接B点，构成主功率回路；所述钳位电感(LR2)的第二端接钳位二极管(D3、D4)的中点构成钳位电路。[0015]作为进一步的优选方案，所述钳位电路钳位副边VDC电压，所述副边为全桥整流电路。作为进一步的优选方案，所述副边的全桥整流电路的输出加有输出电感，给全桥斩波管实现零电压开关(ZVS)提供能量。作为进一步的优选方案，钳位二极管包括同向连接的第三二极管D3和第四二极管D4，并且所述钳位二极管的第一端接入正负母线的第一端，所述钳位二极管的第二端接入正负母线的第二端。作为进一步的优选方案，还包括续流二极管(Dl、D2、D9、D10)、飞跨电容(CF1、CF2)。作为进一步的优选方案，所述续流二极管包括第一二极管D1、第二二极管D2、第九二极管D9和第十二极管D10，其中第九二极管D9的第一端、第十二极管DlO的第二端连接母线第一电容Cl、第二电容C2之间，第十二极管DlO的第二端连接所述斩波管的中部，第九二极管D9的第一端连接所述超前管的中部；第一二极管Dl的第一端、第二二极管D2的第二端连接母线第三电容C3、第四电容C4之间，第一二极管Dl的第二端、第二二极管D2的第一端分别连接所述滞后管。作为进一步的优选方案，第一飞跨电容CFl的两端分别连接第一二极管Dl的第二
端、第二二极管D2的第一端；第二飞跨电容CF2的两端分别连接第十二极管DlO的第二端、第九二极管D9的第一端。作为进一步的优选方案，所述斩波管包括第一 MOS管(Q1)、第二 MOS管(Q2)，且第一 MOS管(Ql)并联第一伴随MOS管(QS1)、第一伴随电容(CB1)，第二 MOS管(Q2)并联第二伴随MOS管(QS2)、第二伴随电容(CB2)。作为进一步的优选方案，所述超前管包括第三MOS管(Q3)、第四MOS管(Q4)，且第三MOS管(Q3 )并联第三伴随MOS管(QS3 )、第三伴随电容(CB3 )，第四MOS管(Q4 )并联第四伴随MOS管(QS4 )、第四伴随电容(CB4 )。作为进一步的优选方案，所述滞后管包括第五MOS管(Q5)、第六MOS管(Q6)、第七MOS管(Q7 )、第八MOS管(Q8 )，且第五MOS管(Q5 )并联第五伴随MOS管(QS5 )、第五伴随电容(CB5 )，第六MOS管(Q6 )并联第六伴随MOS管(QS6 )、第六伴随电容(CB6 )，第七MOS管(Q7)并联第七伴随MOS管(QS7)、第七伴随电容(CB7)，第八MOS管(Q8)并联第八伴随MOS管(QS8)、第八伴随电容(CB8)。本实用新型的有益效果为:本实用新型在移相全桥ZVS变换器的基础上增添辅助谐振网络，使其能顺利实现全桥变换器滞后臂的零电压开关，原边增加钳位二极管，减小副边二极管反向恢复的电压尖峰，减少RC吸收引起的功率损耗；且使用带钳位二极管全桥P丽三电平ZVS软开关准谐振技术，控制简单，可根据输出电压的大小自动切换两电平和三电平模式下工作，有很宽的输出电压可调范围，用最接近输出电压的电平来拟合逼近，减少输出纹波；同时，本实用新型控制芯片选用DSP，实现算法控制、稳压、稳流、均流、电压调节、通信、过压保护、短路保护、过载保护、电量显示、软开关效果；本实用新型为IOkw的整流模块，30%以上负载效率都为91%以上，最高效率为94%，调压范围为100 400VDC。
图1是本实用新型的主电路原理图；图2是本实用新型的时序图和变压器原副边电压波形；图3a和图3b是本实用新型之状态1、2的等效电路图；图4a和图4b是本实用新型之状态3、4的等效电路图；图5a和图5b是本实用新型之状态5、6的等效电路图；图6a和图6b是本实用新型之状态7、8的等效电路图；图7是本实用新型之状态9的等效电路图；图8是本实用新型之状态10的等效电路图。
具体实施方式
以下结合附图并通过具体实施方式
来进一步说明本实用新型的技术方案。请参阅图1和图2所示，其显示了本实用新型的主要电路结构，包括有母线输入电容Cl、C2、C3、C4，还包括斩波管、超前管、滞后管、谐振电感Lr、隔直电容Cr、功率变压器Tr、钳位二极管D3、D4、续流二极管(01、02、09、010、飞跨电容0 1、0卩2。该斩波管、超前管和滞后管均由MOS管组成,该斩波管和超前管的DS极正向依次串联后的正负极并联在正负母线的电容两端并具有A点，该滞后管中的各MOS管DS极正向依次串联后的正负极并联在正负母线的电容两端并具有B点。该功率变压器Tr同名端接A点，异名端接隔直电容Cr，隔直电容Cr另外一端接谐振电感Lr和钳位电感Lr2，该谐振电感Lr另外一端接B点，构成主功率回路，钳位电感Lr2接钳位二极管D3、D4中点构成钳位电路，钳位副边VDC电压，副边为全桥整流电路，输出加有输出电感，给全桥斩波管实现ZVS提供能量。在本实施例中，该斩波管有2个MOS管组成,分别为MOS管Ql、Q2 ;该超前管由2个MOS管组成，分别为MOS管Q3、Q4 ;该滞后管由4个MOS管组成，分别为MOS管Q5、Q6、Q7、Q8 ；以及，该前述的每一 MOS管均并联有一 MOS管，并联的MOS管分别为MOS管QS1、QS2、QS3、QS4、QS5、QS6、QS7、QS8。本实施例的工作过程共有以下11种状态:如图3所示，状态I (图3a)为MOS管Ql、Q2和MOS管Q7、Q8同时开通，由正负母线向负载传送能量；状态2 (图3b)为MOS管Ql关断，其他三个MOS管Q2、Q7、Q8开通，由于MOS管Ql的DS两端有电容存在，MOS管Ql的VDS电压从0被充到400V，M0S管Q4两端的电容通过飞跨电容CF2放电到两端电压为0，体二极管自然导通，从而实现MOS管Q4的零电压开关(ZVS)开通。如图4所示，状态3 (图4a)为上一状态稳态过程，即MOS管Ql两端电压为400V，此时续流二极管DlO自然导通，由中点和负母线向负载传送能量，此时为两电平工作；状态4 (图3b)为MOS管Ql、Q2都关断，MOS管Q7、Q8导通，谐振电感Lr中电流给MOS管Q2的DS极电容充电，MOS管Q3的DS极电容通过飞跨电容CF2放电，到其两端电压为0，体二极管自然导通，实现M OS管Q3的零电压开关(ZVS)开通。如图5所示，状态5 (图5a)为上一状态稳态过程，谐振电感Lr内的能量维持环路的电流，直到进入下一状态；状态6(图5b)为MOS管Q7、Q8关断，由于功率变压器Tr副边二极管全部开通，所以功率变压器Tr原边电压为0，母线电压全部加在谐振电感Lr上，方向与前一状态相反，由于u=L*di/dt，电压不变，谐振电感Lr电流线性减少，直至减少到0，并向负方向增加，增加到负向最大后，MOS管Q3、Q4和MOS管Q5、Q6开通，正负母线向负载传送能量，电流方向反向。如图6所示，状态7 (图6a)为MOS管Q4关断，MOS管Q3、Q5、Q6开通，环路电流给MOS管Q4两端的电容充电，充电到400v，M0S管Ql两端的电容通过飞跨电容CF2放电到0v，体二极管导通，实现MOS管Ql零电压开关(ZVS)开通；状态8(图6b)为续流二极管D9自然开通，正母线对0向负载提供能量，此时为两电平工作。如图7所示，状态9 (图7)为MOS管Q3、Q4都关断，MOS管Q5、Q6导通。谐振电感Lr中电流给MOS管Q3的DS极电容充电，MOS管Q2的DS极电容通过飞跨电容CF2放电到其两端电压为Ov，体二极管自然导通，实现MOS管Q2的零电压开关(ZVS)开通。如图8所示，状态10 (图8)为上一状态稳态过程，谐振电感Lr内的能量维持环路的电流，直到进入下一状态。状态11为MOS管Q5、Q6关断，由于功率变压器Tr副边二极管全部开通，所以功率变压器Tr原边电压为0，母线电压全部加在谐振电感Lr上，方向与前一状态相反，由于u=L*di/dt，电压不变，谐振电感Lr电流线性减少，直至减少到0，并向正方向增加，增加到正向最大后，MOS管Q3、Q4和MOS管Q5、Q6开通，正负母线向负载传送能量，电流方向为正向，之后重复前述状态I的过程，周期性工作。接下来分析原边钳位二极管工作原理，由于副边整流二极管反向恢复引起的电压尖峰很大，如果简单用RC吸收，既有很大的功率损耗，效果又不是很显著，所以在原边增加钳位二极管D3、D4来抑制电压尖峰。在正向电流情况下，当副边电压尖峰超过VIN/K时，原边变压器两端电压升高，钳位二极管D3和钳位二极管D4的中点电压高于正母线电压，钳位二极管D3自然导通，从而使原边电压钳位在VIN处，继而副边电压也被钳位在VIN/K处；在负向电流情况下，工作原理同上。本实用新型在移相全桥ZVS变换器的基础上增添辅助谐振网络，使其能顺利实现全桥变换器滞后臂的零电压开关，原边增加钳位二极管，减小副边二极管反向恢复的电压尖峰，减少RC吸收引起的功率损耗；且使用带钳位二极管全桥PWM三电平ZVS软开关准谐振技术，控制简单，可根据输出电压的大小自动切换两电平和三电平模式下工作，有很宽的输出电压可调范围，用最接近输出电压的电平来拟合逼近，减少输出纹波；同时，本实用新型控制芯片选用DSP，实现算法控制、稳压、稳流、均流、电压调节、通信、过压保护、短路保护、过载保护、电量显示、软开关效果；本实用新型为IOkw的整流模块，30%以上负载效率都为91%以上，最高效率为94%，调压范围为100 400VDC。以上结合具体实施例描述了本实用新型的技术原理。这些描述只是为了解释本实用新型的原理，而不能以任何方式解释为对本实用新型保护范围的限制。基于此处的解释，本领域的技术人员不需要付出创造性的劳动即可联想到本实用新型的其它具体实施方式
，这些方式都将落入本实用新型的保护范围之内。
权利要求1.一种高压直流电流整流模块，其特征在于:所述整流模块至少包括有母线输入电容、斩波管、超前管、滞后管， 其中，母线输入电容包括第一电容(Cl)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第四电容(C4)，第一电容(Cl)与第二电容(C2)串联后接入正负母线的第一端和第二端，第三电容(C3)与第四电容(C4)串联后接入正负母线的第一端和第二端，形成并联； 所述斩波管、超前管和滞后管均包括MOS管； 所述斩波管的第一端和所述超前管的漏极、源极正向依次串联后的正负极并联在正负母线的第一端和第二端，并且所述斩波管与所述超前管在A点形成串联； 所述滞后管中的各MOS管的漏极、源极正向依次串联后的正负极并联在正负母线的第一端和第二端，并且所述滞后管的中部设置有B点； 并且，所述整流模块至少还设置有谐振电感(LR)、隔直电容(CR)、功率变压器(TR)、钳位二极管(D3、D4)， 所述功率变压器(TR)同名端连接A点，异名端接隔直电容(CR)的第一端； 所述隔直电容(CR)的第二端接谐振电感(LR)的第一端和钳位电感(LR2)的第一端，所述谐振电感(LR)的第二端连接B点，构成主功率回路； 所述钳位电感(LR2)的第二端接钳位二极管(D3、D4)的中点构成钳位电路。
2.根据权利要求1所述的高压直流电流整流模块，其特征在于，所述钳位电路钳位副边VDC电压，所述副边为全桥整流电路。
3.根据权利要求2所述的高压直流电流整流模块，其特征在于，所述副边的全桥整流电路的输出加有输出电感，给全桥斩波管实现零电压开关(ZVS)提供能量。
4.根据权利要求1所述的高压直流电流整流模块，其特征在于，钳位二极管包括同向连接的第三二极管D3和第四二极管D4，并且所述钳位二极管的第一端接入正负母线的第一端，所述钳位二极管的第二端接入正负母线的第二端。
5.根据权利要求1所述的高压直流电流整流模块，其特征在于，还包括续流二极管(D1、D2、D9、D10)、飞跨电容(CF1、CF2)。
6.根据权利要求5所述的高压直流电流整流模块，其特征在于， 所述续流二极管包括第一二极管D1、第二二极管D2、第九二极管D9和第十二极管D10，其中第九二极管D9的第一端、第十二极管DlO的第二端连接母线第一电容Cl、第二电容C2之间，第十二极管DlO的第二端连接所述斩波管的中部，第九二极管D9的第一端连接所述超前管的中部； 第一二极管Dl的第一端、第二二极管D2的第二端连接母线第三电容C3、第四电容C4之间，第一二极管Dl的第二端、第二二极管D2的第一端分别连接所述滞后管。
7.根据权利要求6所述的高压直流电流整流模块，其特征在于， 第一飞跨电容CFl的两端分别连接第一二极管Dl的第二端、第二二极管D2的第一端； 第二飞跨电容CF2的两端分别连接第十二极管DlO的第二端、第九二极管D9的第一端。
8.根据权利要求1所述的高压直流电流整流模块，其特征在于，所述斩波管包括第一MOS管(Q1)、第二 MOS管(Q2)，且第一 MOS管(Ql)并联第一伴随MOS管(QS1)、第一伴随电容(CB1)，第二 MOS管(Q2)并联第二伴随MOS管(QS2)、第二伴随电容(CB2)。
9.根据权利要求2所述的高压直流电流整流模块，其特征在于，所述超前管包括第三MOS管(Q3)、第四MOS管(Q4)，且第三MOS管(Q3)并联第三伴随MOS管(QS3)、第三伴随电容(CB3)，第四MOS管(Q4)并联第四伴随MOS管(QS4)、第四伴随电容(CB4)。
10.根据权利要求3所述的高压直流电流整流模块，其特征在于，所述滞后管包括第五MOS管(Q5)、第六MOS管(Q6)、第七MOS管(Q7)、第八MOS管(Q8)，且第五MOS管(Q5)并联第五伴随MOS管(QS5 )、第五伴随电容(CB5 )，第六MOS管(Q6 )并联第六伴随MOS管(QS6 )、第六伴随电容(CB6 )，第七MOS管(Q7 )并联第七伴随MOS管(QS7 )、第七伴随电容(CB7 )，第八MOS管(Q8)并联 第八伴随MOS管(QS8)、第八伴随电容(CB8)。
专利摘要本实用新型提供一种高压直流电流整流模块，包括有母线输入电容、斩波管、超前管、滞后管、谐振电感、隔直电容、功率变压器、钳位二极管、续流二极管、飞跨电容；本实用新型在移相全桥ZVS变换器的基础上增添辅助谐振网络,使其能顺利实现全桥变换器滞后臂的零电压开关，原边增加钳位二极管，减小副边二极管反向恢复的电压尖峰，减少RC吸收引起的功率损耗；且使用带钳位二极管全桥PWM三电平ZVS软开关准谐振技术，控制简单，可根据输出电压的大小自动切换两电平和三电平模式下工作，有很宽的输出电压可调范围，用最接近输出电压的电平来拟合逼近，减少输出纹波；本实用新型为10kw的整流模块，30%以上负载效率都为91%以上，最高效率为94%，调压范围为100～400VDC。
文档编号H02M7/217GK202997963SQ201220749150
公开日2013年6月12日 申请日期2012年12月31日 优先权日2012年12月31日
发明者刘忠仁, 马玉山, 王一博 申请人:广东志成冠军集团有限公司