切换式电压转换器的制作方法

本发明与电压转换器相关，并且尤其与能降低切换式电压转换器中的高频电磁干扰(electro-magnetic interference,EMI)的技术相关。

背景技术：

一般而言，电子装置的外接式电源或是内部蓄电元件只会供应一种固定大小的电压。若包含两种以上以不同电压驱动的电路，电子装置便需在内部设置直流-直流电压转换器。切换式电源(switched-mode power supply)因较线性变压器(linear regulator)具有较佳的转换效率，被广泛应用于需要直流-直流电压转换的装置中。

根据输出电压与输入电压的大小相对关系，直流-直流切换式电源可分为升压转换器(boost converter)与降压转换器(buck converter)两类。图1A与图1B分别呈现了这两类转换器的典型功能方块图。这两个电路的共通处在于藉由周期性地切换开关S来移转电能储存元件(电感L)中的电能。转换后电压V_OUT相对于转换前电压V_DD的大小与开关S被设定为导通/不导通的工作周期相关，可依负载110、120的实际需求决定。现行切换式电压转换器的问题在于，开关S自不导通状态被切换为导通状态的一瞬间，或是开关S自导通状态被切换为不导通状态的一瞬间，出入电压转换器的电流I_VDD、I_GND都会出现大幅度的电流量变化，因而为电压转换器的周边电路以及使用转换后电压V_OUT的负载110、120带来高频电磁干扰。

技术实现要素：

为解决上述高频电磁干扰的问题，本发明提出一种新的切换式电压转换器。

根据本发明的一具体实施例为一种切换式电压转换器。该切换式电压转换 器耦接至一电压源，且包含一电能储存元件、多个开关与一控制器。该电能储存元件耦接至该电压源，且具有一切换端点。该多个开关各自耦接于该电能储存元件的该切换端点与一电路节点之间。该控制器系用以切换该多个开关，使得该电能储存元件的该切换端点被间歇性地耦接至该电路节点。该控制器控制该多个开关各自于不同时间点自一第一连接状态切换为一第二连接状态。

根据本发明的另一具体实施例为一种切换式电压转换器。该切换式电压转换器耦接至一电压源，且包含一电能储存元件、一开关与一控制器。该电能储存元件耦接至该电压源，且具有一切换端点。该开关耦接于该电能储存元件的该切换端点与一电路节点之间。该多个开关中每一个开关所具有的电流驱动能力各自低于一预设门槛值。该控制器系用以切换该开关，使得该电能储存元件的该切换端点被间歇性地耦接至该电路节点。该控制器输出一展频信号控制切换该开关的时间点。

根据本发明的另一具体实施例为一种切换式电压转换器。该切换式电压转换器耦接至一电压源，且包含一电能储存元件、一开关、一控制器与一电压回转率控制模块(slew rate control module)。该电能储存元件耦接至该电压源，且具有一切换端点。该开关耦接于该电能储存元件的该切换端点与一电路节点之间。该控制器针对该开关产生一控制信号。该电压回转率控制模块耦接于该开关和该控制器之间，并系用以根据该控制信号产生一开关控制信号，使得该开关控制信号相对于该控制信号具有较低的一电压回转率。该开关系受到该开关控制信号控制，使得该电能储存元件的该切换端点被间歇性地耦接至该电路节点。

关于本发明的优点与精神可以藉由以下发明详述及所附图式得到进一步的了解。

附图说明

图1A与图1B分别呈现切换式升压转换器与切换式降压转换器的典型功能方块图。

图2A为根据本发明的一实施例中的切换式升压转换器的功能方块图；图2B～图2D为该升压转换器中的控制信号的时序图范例。

图2E呈现根据本发明的电压转换器可采用的控制信号产生电路。

图3A～图3C呈现数种展频信号产生电路的功能方块图。

图4A为根据本发明的一实施例中的切换式升压转换器的功能方块图；图4B为该升压转换器中的控制信号的时序图范例。

图5呈现将本发明概念应用于一切换式降压转换器的实施例。

图6为根据本发明的另一实施例中的切换式升压转换器的功能方块图。

图7A为根据本发明的另一实施例中的切换式升压转换器的功能方块图；图7B为该升压转换器中的控制信号的时序图范例。

图8A为根据本发明的另一实施例中的切换式升压转换器的功能方块图；图8B为该升压转换器中的控制信号的时序图范例。

须说明的是，本发明的图式包含呈现多种彼此关联的功能性模块的功能方块图。该等图式并非细部电路图，且其中的连接线仅用以表示信号流。功能性元件及/或程序间的多种互动关系不一定要透过直接的电性连结始能达成。此外，个别元件的功能不一定要如图式中绘示的方式分配，且分布式的区块不一定要以分布式的电子元件实现。

符号说明

VDD：转换前电压

VOUT：转换后电压

L：电感

D：二极管

S、S1、S2、S1A、S1B、S2A、S2B：开关

110、120、910、920、930、940：负载

200、400、600、700、800：升压转换器

250、450、550、650、750、850：控制器

TL、TC1、TC2：切换端点

N1A、N1B、N：电路节点

Ф1A、Ф1B、Ф2A、Ф2B、Ф：控制信号

300A～300C：展频信号产生电路

310：N位计数器

320：N位电容阵列

330：施密特触发器

340：D型正反器

350：运算放大器

360：N位电阻阵列

R、R1、R2、Rd：电阻

Cd、C1、C2：电容

M1～M3：晶体管

500：降压转换器

760、861、862：电压回转率控制模块

Ф₁’、Ф₂’：开关控制信号

IVDD、IGND：电流

具体实施方式

本发明的概念可应用在各种切换式电压转换器。首先介绍将本发明概念应用于切换式升压转换器的实施例。请参见图2A中的功能方块图。升压转换器200包含一电能储存元件(电感L)、一二极管D、多个开关(此实施例以两个开关S_1A、S_1B为例)与一控制器250。升压转换器200接收来自外部的转换前电压V_DD，并将升压转换后的电压V_OUT提供给负载910；转换前电压V_DD可以是由电源供应器提供，也可以是由一电源产生器所提供，更明确地说，该电源产生器可以是一模拟电路，举例而言，该模拟电路为一低压降稳压器(LDO)。

电感L具有一切换端点T_L。开关S_1A耦接于切换端点T_L与电路节点N_1A之间，而开关S_1B耦接于切换端点T_L与电路节点N_1B之间。由图2A可看出，电路节点N_1A、N_1B实际上是同一个电路节点(以下称电路节点N)。因此，开关S_1A、S_1B可被视为并联耦接于电感L的切换端点T_L与电路节点N之间。开关S_1A、S_1B受到控制器250产生的信号Ф_1A、Ф_1B控制。控制器250负责切换开关S_1A、S_1B，使得电感L的切换端点T_L被间歇性地耦接至电路节点N。

假设控制信号Ф_1A、Ф_1B具有高电压准位时开关S_1A、S_1B为导通，控制信 号Ф_1A、Ф_1B具有低电压准位时开关S_1A、S_1B为不导通。图2B呈现控制信号Ф_1A、Ф_1B的一种时序图范例。于此范例中，控制信号Ф_1A、Ф_1B各自大致为一方波信号。在大部分的时间里，控制信号Ф_1A、Ф_1B同时为高电压准位或同时为低电压准位，但控制信号Ф_1A每次的升缘出现时间点t_r1A皆略早于控制信号Ф_1B的升缘的出现时间点t_r1B。换句话说，控制器250控制开关S_1A、S_1B各自于不同时间点自不导通状态切换为导通状态。另一方面，此范例中的控制信号Ф_1A、Ф_1B的降缘出现时间点则是大致相同(例如时间点t_f)。

一开关的导通状态被切换时，所引发的瞬间电流变化量的幅度正比于该开关的电流驱动能力。于一实施例中，为降低开关S_1A、S_1B被切换时出现的瞬间电流变化量，开关S_1A、S_1B所具有的电流驱动能力(亦即能协助切换端点T_L充电/放电的电流大小)被设计为各自低于一预设门槛值。如本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，愈大幅度的瞬间电流变化会带来愈高强度的电磁干扰。实务上，该预设门槛值可由电路设计者依与电磁干扰测试相关的模拟结果或实务经验决定。举例而言，若是利用金氧半场效晶体管来实现图1A中的开关S及图2A中的开关S_1A、S_1B，则开关S_1A、S_1B的晶体管尺寸可被设计为各自只有开关S的晶体管尺寸的一半，也就是令开关S_1A、S_1B各自的电流驱动能力只有开关S的一半，但开关S_1A、S_1B的电流驱动能力加成后大致与开关S相同。假设其他条件皆无差异，开关S_1A进入导通状态时为切换端点T_L放电的瞬间电流的变化量显然会低于开关S进入导通状态造成的瞬间电流的变化量。稍后进入导通状态的开关S_1B所带来的瞬间电流变化量也会低于开关S进入导通状态造成的瞬间电流变化量。藉由分散为切换端点T_L放电的瞬间电流变化量，以避免出入升压转换器200的电流I_VDD、I_GND出现大幅度的电流量变化，切换开关S_1A、S_1B造成的电磁干扰便可被控制为小于切换图1A中开关S的电流造成的电磁干扰。

须说明的是，升压转换器200所包含的开关数量以及该等开关的电流驱动能力不以上述范例所述者为限。举例而言，升压转换器200可改为包含三个开关，且令每一个开关各自的电流驱动能力只有开关S的三分之一。再举例而言，升压转换器200所包含的两个开关S_1A、S_1B的晶体管尺寸可被各自设计为开关S的晶体管尺寸的五分之四与五分之一。易言之，该多个开关各自所具有的电 流驱动能力可以相同，也可以不同。只要所有开关的电流驱动能力加成后足以在某个时限内完成移转电感L中的电能，便可在不减损升压转换器200的升压转换效果的情况下降低电磁干扰。实务上，该时限与升压转换器200的设计规格中所要求的转换后电压稳定度相关。此外，开关S_1A、S_1B的实现方式可以是单个晶体管或是两个晶体管组成的传输门(transmission gate)，但不限于金氧半场效晶体管。

图2C呈现控制信号Ф_1A、Ф_1B的另一种时序图范例。于此范例中，控制信号Ф_1A每次的降缘出现时间点t_f1A皆略晚于控制信号Ф_1B的降缘的出现时间点t_f1B。换句话说，控制器250控制开关S_1A、S_1B各自于不同时间点自导通状态切换为不导通状态。另一方面，控制信号Ф_1A、Ф_1B的升缘的出现时间点则是大致相同(例如时间点t_r)。相似地，这种电压时序关系亦有助于分散开关S_1A、S_1B停止为切换端点T_L放电的瞬间电流变化量，因而得以降低电磁干扰。

图2D呈现控制信号Ф_1A、Ф_1B的又一种时序图范例。于此范例中，控制信号Ф_1A每次的升缘出现时间点t_r1A皆略早于控制信号Ф_1B的升缘的出现时间点t_r1B，且控制信号Ф_1A每次的降缘出现时间点t_f1A亦略早于控制信号Ф_1B的降缘的出现时间点t_f1B。相较于图2B与图2C呈现的控制信号，图2D中分散不只一组状态切换时间点的控制信号Ф_1A、Ф_1B，能更进一步降低电磁干扰的程度。

实务上，控制器250可包含一个如图2E所示的由两个反相器构成的延迟元件。将控制信号Ф_1A输入该延迟元件所得到的延迟后控制信号即可做为控制信号Ф_1B，两信号间具有图2D所示的时序关系。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，另有多种电路组态和元件可在不背离本发明精神的情况下实现本发明的概念。须说明的是，该延迟元件贡献的信号延迟量(也就是控制信号Ф_1A、Ф_1B的状态转换时间差)可由电路设计者自行决定。

于一实施例中，控制器250采用展频(spread spectrum)信号做为控制信号Ф_1A及/或控制信号Ф_1B。图3A呈现一种展频信号产生电路的功能方块图。展频信号产生电路300A包含一N位计数器310、一N位电容阵列320、一施密特触发器(Schmitt trigger)330、一D型正反器340、一回授电阻R与一预设电容C_d。N为大于1的整数。N位计数器310根据一时钟信号CLK持续改变一 计数结果(例如由0开始上数至2^N-1后再重新开始自0上数)，并输出对应该计数结果的N个控制电压V_SC1、V_SC2、…、V_SCN；每一个控制电压可对应于N个位中的一个位。该N个控制电压系用以控制N位电容阵列320中的N个开关S_C1、S_C2、…、S_CN，藉此令N位电容阵列320中的N个电容C₁、C₂、…、C_N被选择性地耦接至施密特触发器330的输入端，成为与预设电容C_d并联的电容。耦接于施密特触发器330的输入端的所有电容统称为一加总电容C_SUM，其电容值会对应于N位计数器310输出的控制信号而变化。图3A中施密特触发器330与D型正反器340的连接方式会使得控制信号Ф_1A成为一个持续振荡的周期性方波信号，且控制信号Ф_1A的周期长度正比于回授电阻R与加总电容C_SUM的乘积。随着加总电容C_SUM的不断变化，控制信号Ф_1A的周期长度将于一可控制的范围内持续变化。控制信号Ф_1A因而成为一展频信号。

图3B呈现另外一种展频信号产生电路的功能方块图。展频信号产生电路300B包含一N位计数器310、一N位电容阵列320、一D型正反器340、一运算放大器350、三个电阻(R、R1、R2)与一预设电容C_d。在图3B中，N位计数器310与N位电容阵列320的运作方式可类似于图3A所示者，于此不再赘述。藉由改变N位电容阵列320中各开关的连接方式，展频信号产生电路300B所产生的信号Ф_1A可为一展频信号。举例而言，假设预设电容C_d的电阻量等于CX，且N等于4，则电容C₁、C₂、C₃、C₄的电阻量可被设计为分别等于0.01CX、0.02CX、0.04CX、0.08CX。相较于电容阵列320中所有开关被切换为不导通的情况，当电容阵列320中所有开关全部被切换为导通，施密特触发器330的输入端连接的总电容量会增多为1.15CX，因而使得控制信号Ф_1A的周期长度增长，进而令信号Ф_1A的频率降低。

图3C呈现又一种展频信号产生电路的功能方块图。展频信号产生电路300C包含一N位计数器310、一施密特触发器330、一D型正反器340、一N位电阻阵列360、一预设电阻R_d与一预设电容C_d。相似地，N位计数器310可控制N位电阻阵列360中的N个开关S_C1、S_C2、…、S_CN，藉此令N位电阻阵列360中的N个电阻R₁、R₂、…、R_N各自选择性地与预设电阻R_d串联。藉由改变N位电阻阵列360中各开关的连接方式，展频信号产生电路300C所产生的信号Ф_1A可为一展频信号。举例而言，假设预设电阻R_d的电阻量等于RX， 且N等于4，则电阻R₁、R₂、R₃、R₄的电阻量可被设计为分别等于0.01RX、0.02RX、0.04RX、0.08RX。相较于电阻阵列360中所有开关被切换为导通的情况，当电阻阵列360中所有开关全部被切换为不导通，施密特触发器330的输入端与输出端之间的总电阻量会增加为1.15RX，因而使得控制信号Ф_1A的周期长度增长，进而令信号Ф_1A的频率降低。

展频信号本身具有能分散特定频率的电磁干扰能量的特性。因此，使用展频信号来控制切换开关S_1A及/或开关S_1B的时间点亦能达到降低高频电磁干扰的效果。实务上，上述展频信号的调变周期、跳频规则或展频量皆可不随时间改变，也可皆随时间改变。即使控制信号Ф_1A及/或控制信号Ф_1B为展频信号而非固定周期的方波信号，只要开关S_1A、S_1B的电流驱动能力加成后足以在某个时限内完成移转电感L中的电能，便可在不减损升压转换器200的升压转换效果的情况下降低高频电磁干扰。如本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，另有多种产生展频信号的方式，本发明的范畴不以此为限。

图4A呈现将本发明概念应用于另一切换式升压转换器的实施例。升压转换器400包含两个电能储存元件(电容C1、C2)、三个以金氧半场效晶体管实现的二极管(M1、M2、M3)、四个开关(S_1A、S_1B、S_2A、S_2B)与一控制器450。升压转换器400接收来自外部的一转换前电压V_DD，并输出升压转换后的电压V_OUT。电容C1具有一切换端点T_C1，电容C2具有一切换端点T_C2。开关S_1A、开关S_1B各自耦接于电容C1的切换端点T_C1与电压供应端VDD、接地端GND之间。开关S_2A、开关S_2B各自耦接于电容C2的切换端点T_C2与电压供应端VDD、接地端GND之间。藉由改变切换端点T_C1、切换端点T_C2的连接对象来移转电容C1、C2中的电能，转换后电压V_OUT大致等于(3*V_DD–3*V_th)，其中V_th代表晶体管M1～M3的临界电压。

于一实施例中，开关S_1A、S_1B、S_2A、S_2B受到控制器450产生的信号Ф_1A、Ф_1B、Ф_2A、Ф_2B控制，且各自的电流驱动能力皆低于一预设门槛值。假设控制信号Ф_1A、Ф_1B、Ф_2A、Ф_2B具有高电压准位时系将切换端点T_C1、T_C2连接至电压供应端VDD，假设控制信号Ф_1A、Ф_1B、Ф_2A、Ф_2B具有低电压准位时系将切换端点T_C1、T_C2连接至接地端GND。图4B呈现控制信号Ф_1A、Ф_1B、Ф_2A、Ф_2B的一种时序图范例。于此范例中，控制信号Ф_1A每次的升缘出现时间点t_r1A皆 略早于控制信号Ф_1B的升缘的出现时间点t_r1B，且控制信号Ф_1A每次的降缘出现时间点t_f1A亦略早于控制信号Ф_1B的降缘的出现时间点t_f1B。另一方面，控制信号Ф_2A每次的升缘出现时间点t_r2A也是略早于控制信号Ф_2B的升缘的出现时间点t_r2B，且控制信号Ф_2A每次的降缘出现时间点t_f2A略早于控制信号Ф_2B的降缘的出现时间点t_f2B。

由图4B可看出，提供给开关S_1A、S_1B的控制信号与提供给开关S_2A、S_2B的控制信号彼此大致为未重叠(non-overlapping)信号。控制器450将开关S_1A、S_1B各自于不同时间点自第一连接状态(连接至电压供应端VDD)切换为第二连接状态(连接至接地端GND)，亦控制开关S_1A、S_1B各自于不同时间点自第二连接状态切换为第一连接状态。相似地，控制器450将开关S_2A、S_2B各自于不同时间点自第一连接状态(连接至电压供应端VDD)切换为第二连接状态(连接至接地端GND)，亦控制开关S_2A、S_2B各自于不同时间点自第二连接状态切换为第一连接状态。如前所述，开关S_1A、S_1B、S_2A、S_2B所具有的电流驱动能力可被设计为各自低于一预设门槛值。配合图4B中的电压时序关系，出入升压转换器400的电流I_VDD、I_GND的瞬间电流变化量可被有效降低，进而得以减少因此产生的高频电磁干扰。

于另一实施例中，图4A中的开关S_1A、S_1B、S_2A、S_2B受到控制器450产生的信号Ф_1A、Ф_1B、Ф_2A、Ф_2B控制，而信号Ф_1A、Ф_1B、Ф_2A、Ф_2B为控制器450所产生的展频信号，控制器450可包括如图3A所示的展频信号产生电路，其余细节于此不再赘述。

图5呈现将本发明概念应用于一切换式降压转换器的实施例。降压转换器500包含一电能储存元件(电感L)、一二极管D、多个开关(此实施例以两个开关S_1A、S_1B为例)与一控制器550。降压转换器500接收来自外部的一转换前电压V_DD，并将降压转换后的电压V_OUT提供给负载920。电感L具有一切换端点T_L。开关S_1A、S_1B并联耦接于电感L的切换端点T_L与电压供应端VDD之间。开关S_1A、S_1B受到控制器550产生的信号Ф_1A、Ф_1B控制。控制器550负责切换开关S_1A、S_1B，使得电感L的切换端点T_L被间歇性地耦接至电压供应端VDD。在大部分的时间里，开关S_1A、S_1B会同时为导通，或同时为不导通。与先前所介绍的升压实施例相似，降压转换器500可藉由令开关S_1A、S_1B的电流驱动能 力各自低于一预设门槛值，并控制开关S_1A、S_1B各自于不同时间点自一第一连接状态切换为一第二连接状态来达成降低高频电磁干扰的效果。

须说明的是，升压转换器200、400与降压转换器500的基本运作原理(例如何以达成升压、降压效果)为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。此外，本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，先前在介绍升压转换器200时描述的各种操作变化(例如改变开关数量、改变各开关的驱动能力的比例分配、采用展频信号…等等)亦可应用至升压转换器400与降压转换器500，其细节不再赘述。

根据本发明的另一具体实施例为一种直流-直流升压转换器，其功能方块图系绘示于图6。升压转换器600包含一电能储存元件(电感L)、一开关S、一二极管D与一控制器650。电感L具有一切换端点T_L。开关S耦接于切换端点T_L与电路节点N之间。控制器650系用以切换开关S，使得切换端点T_L被间歇性地耦接至电路节点N。控制器650根据一展频信号Ф控制切换开关S的时间点。实务上，展频信号Ф可利用例如图3A～图3C中的任一电路产生，但不以此为限。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，前述利用展频信号来降低高频电磁干扰的发明概念可被应用在各种切换式电压转换器的开关，不以图6呈现的升压转换器为限。

根据本发明的另一具体实施例为一种直流-直流升压转换器，其功能方块图系绘示于图7A。升压转换器700包含一电能储存元件(电感L)、一开关S、一二极管D、一控制器750与一电压回转率控制模块760。电感L具有一切换端点T_L。开关S耦接于切换端点T_L与电路节点N之间。控制器750针对开关S产生一控制信号Ф，提供给电压回转率控制模块760。电压回转率控制模块760耦接于开关S和控制器750之间，并系用以根据控制信号Ф产生一开关控制信号Ф’，使得开关控制信号Ф’相对于控制信号Ф具有较低的一电压回转率(slew rate)。开关S系受到开关控制信号Ф’控制，使得电感L的切换端点T_L被间歇性地耦接至电路节点N。

假设开关控制信号Ф’具有高电压准位时开关S为导通，具有低电压准位时开关S为不导通。图7B呈现控制信号Ф与开关控制信号Ф’的一种时序图范例。于此范例中，控制信号Ф大致为一方波信号。在控制信号Ф的升缘出 现后(时间点t_r)，电压回转率控制模块760令开关控制信号Ф’开始由低电压准位转换为高电压准位，并且在时间点t_r’大致完成转换。相似地，在控制信号Ф的降缘出现后(时间点t_f)，电压回转率控制模块760令开关控制信号Ф’开始由高电压准位转换为低电压准位，并且在时间点t_f’大致完成转换。如本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，相对于控制信号Ф，电压回转率较低的开关控制信号Ф’所具有的高频成分较少。利用开关控制信号Ф’来控制开关S能够降低切换开关S时产生的高频电磁干扰。从另一个角度说，藉由降低电压回转率，用以改变开关S的连接状态的电流被分散在较长的时间(例如时间点t_r～时间点t_r’)中出现，因而得以避免会造成高频电磁干扰的瞬间大幅度电流量变化。须说明的是，虽然在以上范例中电压回转率控制模块760对信号升缘与信号降缘皆有所调整，但即使仅降低对应于信号升缘的电压回转率，或是仅降低对应于信号降缘的电压回转率，亦能达到降低高频电磁干扰的效果。

图8A为将上述调整电压回转率的概念应用于另一切换式升压转换器的功能方块图，以进一步呈现根据本发明的电压回转率控制模块的详细实施例。相似于图4A中的升压转换器400，升压转换器800系藉由改变切换端点T_C1、T_C2的连接对象来移转电容C1、C2中的电能来进行升压转换，以令转换后电压V_OUT大致等于(3*V_DD–3*V_th)。于此实施例中，开关S1、S2各自为一个反相器，由两个金氧半场效晶体管实现。当信号Ф₁’具有高电压准位时，开关S1将切换端点T_C1连接至接地端GND；当信号Ф₁’具有低电压准位时，切换端点T_C1则是被连接至电压供应端VDD。相似地，当信号Ф₂’具有高电压准位时，切换端点T_C2被连接至接地端GND；当信号Ф₂’具有低电压准位时，切换端点T_C2被连接至电压供应端VDD。

电压回转率控制模块861耦接于开关S1和控制器850之间，并且包含由两个金氧半场效晶体管实现的一个反相器以及一个电阻R1。电压回转率控制模块862耦接于开关S2和控制器850之间，并且包含由两个金氧半场效晶体管实现的一个反相器以及一个电阻R2。控制器850针对开关S1产生的控制信号Ф₁被提供至电压回转率控制模块861。控制器850针对开关S2产生的控制信号Ф₂则是被提供至电压回转率控制模块862。因为包含反相器的关系，电压回转率控制模块861、862输出的开关控制信号Ф₁’、Ф₂’大致反相于控制信号 Ф₁、Ф₂。另一方面，因为电阻R1、R2的关系，开关控制信号Ф₁’、Ф₂’的电压回转率各自低于控制信号Ф₁、Ф₂。实务上，电路设计者可藉由适当选择电阻R1、R2的大小来调整信号Ф₁’、Ф₂’的电压回转率。图8B呈现控制信号Ф₁、Ф₂、开关控制信号Ф₁’、Ф₂’以及切换端点T_C1、T_C2的电压的一种时序图范例。如先前所述，利用电压回转率较低的开关控制信号Ф₁’、Ф₂’来控制开关S1、S2，能够降低切换开关S1、S2时产生的高频电磁干扰。

藉由以上较佳具体实施例的详述，系希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭露的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的权利要求的范畴内。