交流-直流转换器及其功因校正电路的制作方法

本发明是有关于一种转换器的技术，特别是有关于一种交流-直流转换器及其功因校正电路。

背景技术：

交流-直流转换器已普遍应用于各种电子产品，且技术不断精进。为了提高交流-直流转换器的工作效率，一般都在交流-直流转换器中加装功因校正电路(Power Factor Correction；PFC)来进行功率因子的改善。

然而，传统的交流-直流转换器皆未抑制其电感电流的大小，因此会有电感电流的峰值过大的问题。

技术实现要素：

本发明提出一种功因校正电路，其可帮助交流-直流转换器抑制其电感电流的峰值。

本发明另提出一种包含上述功因校正电路的交流-直流转换器。

本发明所提供的一种功因校正电路，适用于交流-直流转换器，功因校正电路包括：频率产生器、压控震荡器、频率讯号选择器、重置讯号产生电路、闩锁器及比较器。频率产生器用以产生第一频率。压控震荡器用以产生第二频率与三角波讯号。频率讯号选择器用以接收第一频率与第二频率，并输出第一频率与第二频率中频率较高者。重置讯号产生电路用以依据交流-直流转换器的输出电压的反馈电压、交流-直流转换器的电感电流的第一取样讯号与三角波讯号来产生重置讯号。闩锁器具有设置端、重置端与输出端，设置端用以接收频率讯号选择器所输出的频率讯号，重置端用以接收重置讯号，而输出端用以输出脉宽调变讯号至交流-直流转换器的开关的一控制端。比较器用以比较第一取样讯号 与电流上限讯号，电流上限讯号的电压大小对应至电感电流临界值，且每当第一取样讯号的大小达到电流上限讯号所对应的电感电流临界值时，比较器便控制压控震荡器将第二频率的频率与三角波讯号的频率提高至大于第一频率的频率，并控制压控震荡器依第一取样讯号达到电感电流临界值的次数来递增第二频率与三角波讯号的频率。

本发明还提供一种交流-直流转换器，其包括：桥式整流器、电感、二极管、开关及如前所述的功因校正电路。桥式整流器具有第一交流输入端、第二交流输入端、正输出端与负输出端，第一交流输入端与第二交流输入端用以耦接至交流电源。电感的一端耦接正输出端。二极管的阳极耦接电感的另一端，而其阴极用以作为交流-直流转换器的第一电压输出端。开关具有第一端、第二端与控制端，第一端耦接电感的另一端，第二端耦接负输出端，其中负输出端用以作为交流-直流转换器的第二电压输出端。

上述实施例中的重置讯号产生电路包括：电压误差放大器、乘法器、电流误差放大器及脉宽调变比较器。电压误差放大器用以比较反馈电压与参考电压，并据以产生第一误差讯号。乘法器用以依据第一误差讯号与交流-直流转换器的输入电压于全波整流后所取得的第二取样讯号而产生基准电流讯号。电流误差放大器用以比较基准电流讯号与第一取样讯号，并据以产生第二误差讯号。脉宽调变比较器用以比较第二误差讯号与三角波讯号，并据以产生重置讯号。

在本发明中，每当第一取样讯号的大小达到电流上限讯号所对应的电感电流临界值时，功因校正电路的比较器便控制压控震荡器将第二频率的频率与三角波讯号的频率提高至大于第一频率的频率，并控制压控震荡器依第一取样讯号达到电感电流临界值的次数来递增第二频率与三角波讯号的频率。因此，每当第一取样讯号的大小达到电流上限讯号所对应的电感电流临界值时，压控震荡器的频率便升高以适时地调整开关的切换频率，进而使电 感电流的振幅减小而改变电感电流的峰值，以致于电感电流的峰值低于电流上限值。

为让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例并配合所附图式做详细说明如下。

附图说明

图1为本发明一实施例的交流-直流转换器的示意图；

图2为本发明一实施例的电感电流的变化的示意图；

图3绘示有电流取样电路的另一种实施态样；

图4绘示有电流取样电路的再一种实施态样；

图5绘示有电流取样电路的又再一种实施态样。

具体实施方式

图1为本发明一实施例的交流-直流转换器的示意图。请参照图1，交流-直流转换器100包括有桥式整流器10、电感20、二极管30、开关40、功因校正电路50、电容60、电压取样电路80、电流取样电路90与整流波形取样电路903。

桥式整流器10具有第一交流输入端、第二交流输入端、正输出端11与负输出端12，第一交流输入端与第二交流输入端用以耦接至交流电源AC。电感20的一端透过电流取样电路90耦接正输出端11。二极管30的阳极耦接电感20的另一端，而其阴极用以作为交流-直流转换器100的第一电压输出端。开关40具有第一端41、第二端42与控制端43，第一端41耦接电感20的另一端，第二端42耦接负输出端12，其中负输出端12用以作为交流-直流转换器100的第二电压输出端。在此例中，第二电压输出端乃是耦接接地电位GND。开关40例如可采用一NMOS晶体管来实现，其中NMOS晶体管的闸极用以作为前述的控制端43。然本发明不以此为限，在符合电路动作原理下，开关40亦可以其它型态实现，如以PMOS晶体管来实现。另外，电容60耦接于交 流-直流转换器100的第一电压输出端与第二电压输出端之间。

电压取样电路80耦接于交流-直流转换器100的第一电压输出端与接地电位之间，以便取得反馈电压V_FB。此电压取样电路80乃是以电阻R1与R2来实现。电流取样电路90则是以电流感应线圈901及二极管902来实现，此电流取样电路90用以对电感20的电感电流进行取样而取得第一取样讯号S2。至于整流波形取样电路903，其用以对桥式整流器10的输出讯号(即桥式整流器10对来自交流电源AC的输入电压进行全波整流后所产生的讯号)进行取样而取得第二取样讯号S3。此整流波形取样电路903乃是以电阻R3与R4来实现。

功因校正电路50包括有频率产生器51、压控震荡器52、频率讯号选择器53、重置讯号产生电路54、闩锁器55及比较器56。频率产生器51用以产生第一频率CLK1。压控震荡器52用以产生第二频率CLK2与三角波讯号S₅₂₂。频率讯号选择器53用以接收第一频率CLK1与第二频率CLK2，并输出第一频率CLK1与第二频率CLK2中频率较高者。重置讯号产生电路54用以依据交流-直流转换器100的输出电压V_OUT的反馈电压V_FB、电感20的电感电流的第一取样讯号S2与三角波讯号S₅₂₂来产生重置讯号S₅₄。闩锁器55具有设置端551、重置端552与输出端553，设置端551用以接收频率讯号选择器53所输出的频率讯号，重置端552用以接收重置讯号S₅₄，而输出端553用以输出脉宽调变讯号S₅₇至开关40的控制端43，进而控制开关40的启闭状态。比较器56用以比较第一取样讯号S2与电流上限讯号S1，且每当第一取样讯号S2的大小达到电流上限讯号S1所对应的电感电流临界值时，比较器56便控制压控震荡器52将第二频率CLK2的频率与三角波讯号S₅₂₂的频率提高至大于第一频率CLK1的频率，并控制压控震荡器52依第一取样讯号S2达到电感电流临界值的次数来递增第二频率CLK2与三角波讯号S₅₂₂的频率。

在本实施例中，重置讯号产生电路54包括有电压误差放大器 542、乘法器544、电流误差放大器546、脉宽调变比较器548与电容549。电压误差放大器542用以比较反馈电压V_FB与参考电压V_REF，并据以产生第一误差讯号S₅₄₃。乘法器544用以依据第一误差讯号S₅₄₃与第二取样讯号S3而产生基准电流讯号S₅₄₅。电流误差放大器546用以比较基准电流讯号S₅₄₅与第一取样讯号S2，并据以产生第二误差讯号S₅₄₇。脉宽调变比较器548用以比较第二误差讯号S₅₄₇与三角波讯号S₅₂₂，并据以产生重置讯号S₅₄。

在其它实施例中，压控震荡器52所产生的三角波讯号S₅₂₂可以是锯齿波讯号。此外，前述的闩锁器55可采用SR闩锁器来实现。然本发明不以此为限，在符合电路动作原理下，闩锁器55亦可采用其它型态的闩锁器或替代电路来实现。

图2为本发明一实施例的电感电流的变化的示意图。请合并参照图1及图2。如时间区段T1所示，在电感20的电感电流随着电压的变化而逐渐上升时，由于在这段期间中比较器56会判断出第一取样讯号S2所对应的电感电流值70的峰值尚未达到电流上限讯号S1所对应的电感电流临界值60，使得比较器56不会去控制压控震荡器52将第二频率CLK2的频率与三角波讯号S₅₂₂的频率提高至大于第一频率CLK1的频率，因此闩锁器55会依据频率讯号选择器53所输出的第一频率CLK1与重置讯号S₅₄来产生频率较低的脉宽调变讯号S₅₇，以利用脉宽调变讯号S₅₇来控制开关40的启闭状态。

而如时间区段T2所示，随着电感电流的平均值(如标号71所示)逐渐逼近电感电流临界值60，由于在这段期间中比较器56会判断出第一取样讯号S2所对应的电感电流值70的峰值已达到电流上限讯号S1所对应的电感电流临界值60，使得比较器56会去控制压控震荡器52将第二频率CLK2的频率与三角波讯号S₅₂₂的频率提高至大于第一频率CLK1的频率，因此闩锁器55会依据频率讯号选择器53所输出的第二频率CLK2与重置讯号S₅₄来产生频率较高的脉宽调变讯号S₅₇，以利用脉宽调变讯号S₅₇来提高 开关40的切换频率，以便减小电感电流的振幅，进而抑制电感电流的峰值。

接下来，如时间区段T3所示，在电感20的电感电流随着电压的变化而逐渐下降时，由于在这段期间中比较器56又会判断出第一取样讯号S2所对应的电感电流值70的峰值未达到电流上限讯号S1所对应的电感电流临界值60，使得比较器56不会去控制压控震荡器52将第二频率CLK2的频率与三角波讯号S₅₂₂的频率提高至大于第一频率CLK1的频率，因此闩锁器55会依据频率讯号选择器53所输出的第一频率CLK1与重置讯号S₅₄来产生频率较低的脉宽调变讯号S₅₇，以利用脉宽调变讯号S₅₇来控制开关40的启闭状态。

请参照图3至图5。图3至图5分别绘示出电流取样电路的其它实施态样。如图3所示，电流取样电路91乃是由电流感应线圈911及二极管912所组成，而此电流取样电路91的耦接方式与电流取样电路90的耦接方式不同。而如图4所示，电流取样电路92乃是以一电阻来实现。至于图5所示的电流取样电路93，其亦以一电阻来实现，而电流取样电路93的耦接方式与电流取样电路92的耦接方式不同。由于图3至图5皆已清楚绘示出各电流取样电路的耦接方式，在此便不再赘述。

综上所述，在本发明中，每当第一取样讯号的大小达到电流上限讯号所对应的电感电流临界值时，功因校正电路的比较器便控制压控震荡器将第二频率的频率与三角波讯号的频率提高至大于第一频率的频率，并控制压控震荡器依第一取样讯号达到电感电流临界值的次数来递增第二频率与三角波讯号的频率。因此，每当第一取样讯号的大小达到电流上限讯号所对应的电感电流临界值时，压控震荡器的频率便升高以适时地调整开关的切换频率，进而使电感电流的振幅减小而改变电感电流的峰值，以致于电感电流的峰值低于电流上限值。本发明藉由限制电感电流的峰值，以致于电感组件不容易饱和，进而得以在电路中使用较低额定的 电感组件及功率开关。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟习此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当是权利要求所界定的范围为准。