功率因数校正电路、控制方法和控制器与流程

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种功率因数校正电路、控制方法和控制器。

背景技术：

功率因数(Power Factor，PF)是电压与电流之间的相位差的余弦，也可表示为有效功率和视在功率的比值。功率因数是用来衡量用电设备用电效率的参数，低功率因数代表低电力效能。通过进行功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)操作，可以消除或减小电压和电流之间的相差，从而提高系统的功率因数，提高有功功率的传输效率，改善电网环境。

有源PFC电路通常依靠快速的输入电流闭环调节，使得PFC的输入电流能够实时跟踪正弦的交流输入电压，达成功率因数校正的目的。当今工业界对功率因数校正的性能在总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)方面提出的要求越来越高，除了在重载条件下的总谐波失真要求以外，还专门针对半载条件甚至轻载条件规定了与重载条件下相当规格的总谐波失真要求。

现有的降低总谐波失真的方案通常针对影响总谐波失真指标的因素进行理论分析，进而基于建立的模型来提出对应的补偿控制策略。但是，这类方案通常只适用于某一个特定的条件。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明涉及一种功率因数校正电路、控制方法和应用所述控制方法的控制器，以通过较为普适的方法改善功率因数校正电路的总谐波失真。

第一方面，提供一种功率因数校正电路，包括：

功率计，用于测量输入端口的总谐波失真(THD)；

开关型调节器，受控于开关控制信号调节输入信号的功率因数；以及，

控制器，被配置为生成开关控制信号控制所述开关型调节器以进行功率因数校正，其中，所述控制器根据测量的总谐波失真调整电流基准信号以最小化总谐波失真，所述电流基准信号用于表征预期的电感电流。

优选地，所述控制器被配置为在电流基准信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整所述电流基准信号。

优选地，所述控制器被配置为根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以最小化总谐波失真。

优选地，所述控制器被配置为按照预定顺序逐一调整各谐波分量的幅值比例由零递增直至测量的总谐波失真不再下降。

优选地，所述控制器被配置为在输入电压采样信号上反相叠加与各谐波分量对应的、具有对应幅值比例的电压谐波，并将进行反相叠加操作后的信号与补偿信号相乘生成电流基准信号，其中，所述输入电压采样信号用于表征所述开关型调节器的输入电压，所述电压谐波根据所述输入电压采样信号获取，所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差；或者，

所述控制器被配置为将各谐波分量对应的、对应的幅值比例的电压谐波分别与补偿信号以及相乘，再将各相乘后的信号反相叠加在直流输入信号与补偿信号的乘积上生成电流基准信号，其中，所述输入电压采样信号用于表征所述开关型调节器的输入电压，所述电压谐波根据所述输入电压采样信号获取，所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差。

优选地，所述预定的至少一个谐波分量为与基波相邻的一个或多个奇次谐波分量。

第二方面，提供一种控制方法，用于控制进行功率因数校正的开关型调节器，所述方法包括：

根据测量的总谐波失真调整所述开关型调节器的电流基准信号以最小化所述总谐波失真。

优选地，通过在电流基准信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整所述电流基准信号。

优选地，根据测量的总谐波失真调整所述开关型调节器的电流基准信号包括：

根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以最小化总谐波失真。

优选地，根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例包括：

按照预定顺序逐一调整各谐波分量的幅值比例由零递增直至测量的总谐波失真不再下降。

优选地，在电流基准信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量包括：

在输入电压采样信号上反相叠加与各谐波分量对应的、具有对应幅值比例的电压谐波，并将进行反相叠加操作后的信号与补偿信号相乘生成电流基准信号，其中，所述输入电压采样信号用于表征所述开关型调节器的输入电压，所述电压谐波根据所述输入电压采样信号获取，所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差；或者，

将各谐波分量对应的、对应的幅值比例的电压谐波分别与补偿信号以及相乘，再将各相乘后的信号反相叠加在直流输入信号与补偿信号的乘积上生成电流基准信号，其中，所述输入电压采样信号用于表征所述开关型调节器的输入电压，所述电压谐波根据所述输入电压采样信号获取，所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差。

优选地，所述预定的至少一个谐波分量为与基波相邻的一个或多个奇次谐波分量。

第三方面，提供一种控制器，包括：

处理器；

用于存储处理器可执行指令的存储器；

其中，所述处理器被配置为适于执行如上所述的方法。

本发明的技术方案通过根据测量的总谐波失真调整电流基准信号以在进行功率因数校正的同时最小化总谐波失真，从而不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计就能够有效降低总谐波失真，简化了整体的控制方法。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的功率因数校正电路的示意图；

图2是本发明实施例的功率因数校正电路的功率级的示意图；

图3是本发明实施例的控制方法的流程图；

图4是本发明实施例的控制方法的流程图；

图5是现有技术的控制器的数据流向图；

图6是本发明实施例的控制器的流向图；

图7是本发明实施例的控制器的替代实施方式的数据流向图；

图8是本发明实施例的功率因数校正电路的工作波形图；

图9是本发明实施例的功率因数校正电路的另一个工作波形图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

谐波失真是指由系统内的非线性元件引起的输出信号比输入信号含有额外的谐波成分。总谐波失真(THD)定义为在特定阶数H以内的所有谐波分量的有效值Gn与基波分量的有效值G1比值的平方和根，也即，

当一个设备的总谐波失真(THD)过高时，会引起电源网络上的电压和电流波形畸变，进而影响该电源网络中其他设备的正常工作。在有源功率因数校正(PFC)电路中，由于含有非线性元件，输入电流中会含有高次谐波，为了不影响电源网络，必须降低其总谐波失真(THD)。

图1是本发明实施例的功率因数校正电路的示意图。如图1所示，本实施例的功率因数校正电路包括功率计1、功率因数校正器2和控制器3。其中，功率计1和功率因数校正器2构成了功率因数校正电路的功率级。

图2是所述功率级的示意图。如图2所示，功率因数校正器2可以包括整流电路21和开关型调节器22。整流电路21用于将输入源AC输入的交流电Iac转换为直流电。整流电路21可以采用各种现有的整流电路来实现，例如半桥整流电路或全桥整流电路。开关型调节器22用于受控于开关控制信号Q进行功率因数校正。在图2中，以采用升压型拓扑(BOOST)的开关型调节器22为例进行说明。但是，本领域技术人员容易理解，开关型调节器22也可以替换为其它的拓扑，包括但不限于降压型拓扑(BUCK)、升降压型拓扑(BUCK-BOOST)以及反激型拓扑(FLYBACK)等。在图2中，开关型调节器22包括用于储能的电感L1、开关M、二极管D1和电容C1。其中，电感L1连接在输入端和中间端m之间。开关M连接在中间端m和接地端之间。二极管D1连接在中间端m和输出端之间，用于对来自电感的电流进行整流。电容C1连接在输出端和接地端之间，用于对输出电压进行滤波。开关M受控于开关控制信号Q在导通和关断之间切换，从而控制电感电流的变化，以主动方式校正功率因数。为了实现本实施例的降低总谐波失真的目的，功率级中还设置有多个采样电路以对开关型调节器22的输入电压Vin、输出电压Vout以及电感电流IL进行采样，输出输入电压采样信号SVin、输出电压采样信号SVout和电感电流采样信号SIL。上述各采样信号被反馈到控制器3以作为生成开关控制信号Q的依据。同时，功率计1连接在功率校正器2的输入端口，用于测量输入端口信号的总谐波失真THD。测量的总谐波失真也被反馈到控制器3作为生成开关控制信号Q的依据。

控制器3被配置为根据输入电压采样信号SVin、输出电压采样信号SVout和电感电流采样信号SIL以及测量的总谐波失真THD来生成开关控制信号Q控制开关型调节器22。具体地，控制器3控制开关型调节器22的电感电流趋向于由电流基准信号表征的预期的电感电流。其中，电感电流采样信号SIL可以表征电感电流IL的平均值或峰值或实时变化值。其中，控制器3根据测量的总谐波失真THD调整电流基准信号以在进行功率因数校正的同时最小化总谐波失真。可选地，控制器3采用数字方式来执行控制策略生成对应的开关控制信号Q。也就是说，控制器3将测量的总谐波失真THD纳入到控制环路中，通过闭环控制以最小化总谐波失真为目标之一生成开关控制信号Q。由此，根据测量的总谐波失真调整电流基准信号，可以在进行功率因数校正的同时最小化总谐波失真，从而不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计就能够抑制总谐波失真，简化了整体的控制方法。

如上所述，谐波失真是指由系统内的非线性元件引起的输出信号比输入信号含有额外的谐波成分。由于输入到功率因数校正电路的功率级的交流电时周期信号。根据傅里叶分析，周期信号均可以分解为直流信号和不同的频率的正弦信号的叠加。根据周期信号的波形可以获取周期信号含有的各次谐波分量的波形(也即，与周期信号的频率成倍数关系的正弦波)，由此，可以在信号上叠加有效值相同，相位相反的各次谐波信号(也即，反相叠加)，以抵消其含有的各次谐波分量，达到降低总谐波失真(THD)的效果。进一步地，由于开关型调节器22的电感电流实际上与输入的交流信号基本相同，也即，IL＝Iac，而且，控制器3包括电流控制环路以控制使得电感电流IL逼近电流基准信号Iref。因此，可以在电流基准信号Iref中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整电流基准信号Iref，进而实现对于电感电流IL的调整，从而抵消输入交流电中不需要的谐波分量，降低或最小化总谐波失真。

优选地，由于偶次谐波分量(例如2次谐波分量、4次谐波分量等)在整流中会因为两相对称而抵消，因此，只需要反相叠加奇次谐波分量时进行操作即可就可以大幅降低总谐波失真。当然，容易理解，也可以对于偶次谐波分量和奇次谐波分量均反相叠加到电流参考信号，这样可以更加精确地降低总谐波失真，但是计算复杂度会有所上升。

其中，预定的一个或多个谐波分量有系统设计者设定。例如，可以将控制器3配置为仅对3次谐波进行补偿，如果输入信号中还包含5次谐波或7次谐波，则可能得不到补偿，但是系统的会具有较低的复杂度，反应速度快。又例如，还可以将控制器3配置为对3次谐波、5次谐波、7次谐波、9次谐波等均进行补偿，如果输入信号中仅包含5次谐波和7次谐波，则3次谐波和9次谐波的幅值比例被设置为零，由此，可以对较多的谐波分量进行补偿。

在本实施例中，测量的总谐波失真被引入到控制环路中以辅助确定各谐波分量在输入信号中所占的幅值比例。可选地，控制器3被配置为根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以最小化总谐波失真。

图3是本实施例所采用的控制方法的流程图。如图3所示，所述方法包括：

步骤S100、获取测量的总谐波失真THD、输入电压采样信号SVin、电感电流采样信号SIL以及输出电压采样信号SVout。

步骤S200、根据总谐波失真THD调节电流基准信号Iref以最小化总谐波失真THD。

当然，在步骤S200中，还需要在其它的控制环路中基于输入电压采样信号SVin、电感电流采样信号SIL以及输出电压采样信号SVout来达成其原有的进行功率因数校正的目的。

具体地，步骤S200最小化总谐波失真THD的目的可以通过如图4所示的步骤来实现，具体包括：

步骤S210、根据输入电压采样信号获取预定的至少一个谐波分量的波形。

由于输入电压中的谐波分量可能很多，因此，通常只能对频率与基波频率靠近的一个或多个谐波分量来进行补偿。其中，预先对于预定的多个谐波分量进行排序，后面按顺序来逐一地调整谐波分量的幅值比例。

步骤S220、将所有谐波分量的幅值比例的初始值设为零。

步骤S230、递增当前谐波波形的幅值比例。其中，可以按照预定的步长来进行递增操作，也可以每次计算不同的增加幅度。

步骤S240、在电流基准信号上反相叠加当前谐波分量波形。

具体地，可以先计算获取谐波分量波形，然后与幅值比例乘积后，反相叠加在电流基准信号Iref上。

步骤S250、在调整了电流基准信号后，测量获取新的周期的总谐波失真。

步骤S260、判断调整电流基准信号Iref后，总谐波失真是否减小，如果减小则转步骤S230，继续递增当前谐波分量的幅值比例，如果未减小，则说明递增前的谐波分量的幅值比例最接近当前谐波分量在输入信号中的实际比例，因此转步骤S270。

步骤S270、将幅值比例恢复到总谐波失真增大之前的值。

同时，保持在电流基准信号上叠加具有该幅值比例的当前谐波分量。

步骤S280、将下一个谐波分量切换为当前谐波分量，返回步骤S230，对下一个谐波分量来进行幅值比例的调整。

由此，对于预定的一个或多个谐波分量，以逐一扫描的方式获取到谐波分量在输入信号中的幅值比例或最接近该幅值比例的值。在系统工作期间保持对于幅值比例的调整，从而可以始终抑制系统的总谐波失真。

图5是现有技术的控制器的数据流向图。如图5所示，控制器通过闭环控制来控制电感电流IL。其中，通过电压环路来控制输出电压Vout，进而通过电流环路来控制电感电流IL。在现有技术中，通过减法器51获取输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref差值，进而通过电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。通过乘法器53将补偿信号Vcmp与输入电压采样信号Vin相乘。将乘法器53输出的乘积信号作为电流基准信号Iref输入到减法器54，减法器54获取电流基准信号Iref和电感电流采样信号SIL的差值，并经由电流补偿模块55输出表征所需占空比的信号D。PWM生成模块56根据表征所需占空比的信号D生成开关控制信号Q。现有技术的控制器缺乏对于电路的总谐波失真进行补偿的普适机制。

图6是本发明实施例的控制器的数据流向图。图6所示，控制器除了设置有减法器51、电压补偿模块52、乘法器53、减法器54、电流补偿模块55以及PWM生成模块56外，还包括反相谐波生成模块61、谐波比例调节模块62以及对应于预定的谐波分量的数量的乘法器63-1至63-n，以及加法器64。其中，通过减法器51根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref获取两者差值，进而通过电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。同时，反相谐波生成模块根据输入电压采样信号SVin生成预定的各谐波分量，例如，3次谐波SH3、5次谐波SH5等。谐波比例调节模块62根据测量的总谐波失真THD输出各谐波分量对应的幅值比例，并调节该幅值比例以最小化总谐波失真。谐波比例调节模块62输出的幅值比例在乘法器63-1至63-n与对应的反相谐波分量相乘。相乘后的乘积实际上就是带有幅值的反相谐波分量。所有带有幅值的反相谐波分量在加法器64与输入电压采样信号叠加，从而获得一个输出参量SVin’满足：

SVin’＝SVin+SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…

其中，SVin’为叠加反相谐波分量后的参量,Ratioi为i次谐波分量对应的幅值比例，该比例由谐波比例调节模块62生成并调节。

乘法器53输入信号SVin’和补偿信号Vcmp，输出两者的乘积作为电流基准信号Iref。由此，电流基准信号Iref满足：

Iref＝Vcmp*(SVin+SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…)

＝Vcmp*SVin+Vcmp*SH3*Ratio3+Vcmp*SH5*Ratio5+…

也就是说，通过上述设置，可以在电流基准信号Iref反相叠加根据输入电压提取的多个谐波分量。

谐波比例调节模块62可以依据如图4所示的方法调节各谐波分量的幅值比例直至测量的总谐波失真不再下降，由此控制使得电流基准信号Iref中反相叠加的各谐波分量的比例尽可能接近实际输入信号中的谐波成分，进而通过控制电感电流趋近于电流基准信号Iref去除其中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。

本实施例由于引入了测量的总谐波失真THD这一反馈参量，能够以闭环方式来直接调节总谐波失真，由此，不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计，简化了整体的控制方法。

图7是本发明实施例的控制器的替代实施方式的数据流向图。如图7所示，在这个替代实施方式中，通过减法器51根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref获取两者差值，进而通过电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。进而，通过乘法器53将补偿信号Vcmp与输入电压采样信号SVin相乘输出乘积信号Ir。同时，反相谐波生成模块根据输入电压采样信号SVin生成预定的各谐波分量，例如，3次谐波SH3、5次谐波SH5等。谐波比例调节模块62根据测量的总谐波失真THD输出各谐波分量对应的幅值比例，并调节该幅值比例以最小化总谐波失真。谐波比例调节模块62输出的幅值比例在乘法器71-1至71-n与对应的反相谐波分量以及补偿信号Vcmp相乘。相乘后的乘积实际上就是带有幅值的反相谐波分量与补偿信号Vcmp的乘积。所有乘积在加法器72与信号Ir叠加获得电流基准信号Iref。根据图7，电流基准信号Iref同样满足：

Iref＝Vcmp*SVin+Vcmp*SH3*Ratio3+Vcmp*SH5*Ratio5+…

也就是说，通过上述设置，可以在电流基准信号Iref反相叠加根据输入电压提取的多个谐波分量。因此，图7所示的替代实施方式也可以有效地对电路的总谐波失真进行控制。

应理解，反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整电流基准信号并不限于上述方式。本领域技术人员还可以对上述提及的参量和模块进行修改以实现相同的目的。例如，可以将反相谐波生成模块替换为同相谐波生成模块并同时将加法器64替换为减法器以实现相同的功能。

还应理解，上述方法、过程、单元和模块可以是实体电路或器件来实现，也可以具体化为代码和/或数据，该代码和/或数据可存储在可读存储介质中。处理器读取并执行上述代码和/或数据时，处理器执行具体化为数据结构和代码并存储于可读存储介质内的方法和过程。

本公开中所述的控制器可通过多种方式来实现。例如，这些技术可以用硬件、固件、软件或它们结合的方式来实现。对于硬件实现，在接收站处用于速率控制的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或其组合中。

对于固件或软件实现，速率控制技术可用执行本申请所述功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器中，并由处理器执行。存储器可以实现在处理器内，也可以实现在处理器外，在后一种情况下，它经由各种手段可通信地连接到处理器，这些都是本领域中所公知的。

以下结合工作波形图来说明本发明实施例。

图8和图9是现有技术的功率因数校正电路的工作波形图。如图8所示，假设输入交流电流Iac的总谐波失真为25％，谐波分量完全为3次谐波。图8中，Iac为功率因数校正电路的输入电流波形。I1为基波电流波形，I3为3次谐波分量的波形。Iac＝I1+I3。在系统开始运行时，采用与开关型调节器22的输入电压Vin相位和形状相同的正弦波。在采用这一电流基准信号的前提下，功率计1测量的总谐波失真为25％。控制器3可以根据输入电压采样信号SVin的波形获取其对应的3次电压谐波的波形(也即，3倍频的正弦信号)。控制器3进而开始按照设定在输入电压上反相叠加3次谐波分量Iref_3rd，叠加后的电流基准信号Iref_new如图9所示。同时，控制器3从零开始逐渐递增3次谐波分量的幅值比例。根据反馈的总谐波失真THD来控制幅值比例的调整，直至幅值比例使得总谐波失真最小。3次谐波补偿后，获得输入电流Iac_new与调整前的输入电流Iac_old的对比可以参见图9。可见，输入电流的3次谐波被最大程度地去除。如果预定的谐波分量还包括5次谐波、7次谐波等，则可以重复调整的过程，以最小化总谐波失真。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。