振幅校正电路及其应用的信号校正电路的制作方法

本发明涉及对感测装置输出的交流信号进行校正的电路。
背景技术：
：正交(Orthogonal)信号在许多地方被广泛应用于感测或信号处理，包括像是全球定位系统(GlobalPositioningSystem,GPS)、分频技术、相位感测、超声波、都卜勒量测以及定位感测等等应用。应用正交信号的感测装置例如包括有磁性尺、光学尺、激光干涉仪、旋转编码器等等，这些感测装置可利用正交信号进行距离感测，例如利用光栅干涉产生正交信号，或者利用光学波长干涉产生正交信号，通过对正交信号的相位计算、累加或分析，可以转换为长度的量测。对于感测装置所输出的交流信号进行校正，是为本领域的重要课题。技术实现要素：本发明的目的在于提供一种振幅校正电路及其应用的信号校正电路。根据本发明的一实施例，提出一种振幅校正电路，振幅校正电路包括相移电路、平均电路、以及放大电路。相移电路根据多个输入信号产生多个相移输出信号，这些相移输出信号包括M个第一相移信号以及M个第二相移信号，M个第一相移信号之间具有相位差M个第二相移信号之间具有相位差M个第一相移信号与M个第二相移信号极性相反，其中M为正整数。平均电路用以根据这些输入信号以及这些相移输出信号的加权总和产生振幅增益，平均电路以单极性电源供电。放大电路根据振幅增益调整这些输入信号的振幅，产生多个校正后信号。根据本发明的另一实施例，提出一种信号校正电路，信号校正电路包括偏压校正电路以及振幅校正电路。偏压校正电路包括偏压校正相移电路、偏压校正平均电路以及减法电路。偏压校正相移电路根据多个感测输入信号，产生多个偏压校正相移输出信号，这些偏压校正相移输出信号包括N个第一偏压校正相移信号，N个第一偏压校正相移信号之间具有偏压校正相位差其中N为正整数。偏压校正平均电路用以根据这些感测输入信号以及这些偏压校正相移输出信号的加权总和产生平均直流偏压。减法电路用以从这些感测输入信号减去平均直流偏压，以产生多个输入信号。振幅校正电路包括相移电路、平均电路、以及放大电路。相移电路根据这些输入信号产生多个相移输出信号，这些相移输出信号包括M个第一相移信号以及M个第二相移信号，M个第一相移信号之间具有相位差M个第二相移信号之间具有相位差M个第一相移信号与M个第二相移信号极性相反，其中M为正整数。平均电路用以根据这些输入信号以及这些相移输出信号的加权总和产生振幅增益，平均电路以单极性电源供电。放大电路根据振幅增益调整这些输入信号的振幅，产生多个校正后信号。以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。附图说明图1绘示依照本发明一实施例的信号校正电路的方框图；图2绘示依照本发明一实施例的偏压校正电路的方框图；图3绘示依照本发明一实施例的振幅校正电路的方框图；图4A～图4D绘示多个范例的电阻链结构图；图5绘示依照本发明一实施例的偏压校正平均电路的电路图；图6绘示依照本发明一实施例的减法电路的电路图；图7绘示以单极性电源供电的一范例平均电路的执行效果示意图；图8A～图8C绘示依照本发明多个实施例的平均电路的电路图；图9A及图9B绘示使用4个电阻链以及8个电阻链所对应的范例平均电路输出结果示意图；图10绘示依照本发明一实施例的放大电路的电路图；图11绘示依照本发明一实施例的信号校正电路的方框图；图12A～图12G绘示依照本发明一实施例的信号校正电路于各个节点的信号波形图。其中，附图标记1：信号校正电路2：偏压校正电路21：偏压校正相移电路22：偏压校正平均电路23：减法电路3：振幅校正电路31：相移电路32、32a、32b、32c：平均电路33：放大电路A：第一输入信号A’：第三输入信号B：第二输入信号B’：第四输入信号f1～fN：第一偏压校正相移信号f1_1～f1_M：第一相移信号f2_1～f2_M：第二相移信号ps：相移输出信号ps1：偏压校正相移输出信号OP_22、OP_23、OP_32、OP_33、OP_321、OP_324：运算放大器Rf_22、Rf_32：反馈电阻Vdc：平均直流偏压Vgain：振幅增益Vref1、Vref2、Vref3：参考电压x：感测输入信号y：输入信号z：校正后信号R1～R4、Rc1～Rc20、Rc1’～Rc20’、Rs1～Rs20、Rs1’～Rs20’：电阻Ri、Rv1～Rv11：输入电阻R1_1～R1_M：第一输入电阻R2_1～R2_M：第二输入电阻T1：晶体管Vc1～Vc19、Vc1’～Vc19’、Vs1～Vs19、Vs1’～Vs19’：相移信号具体实施方式下面结合附图对本发明的结构原理和工作原理作具体的描述：感测装置在感测过程中，由于环境或装置的非理想性，可能造成正交信号的误差变化。举例而言，由于存在着玻璃表面平整度、组装误差、环境污染等不可控制的因素，造成正交信号的直流偏压(Offset)以及振幅(Amplitude)的误差变化，这些变化可能造成工具机控制器的位移计算误差，无法提供精确定位。为使得感测装置(例如光学尺)输出的正交信号可以符合工具机控制器要求的准确度范围，本发明提出一种信号校正电路，用以校正信号的偏压与振幅。图1绘示依照本发明一实施例的信号校正电路的方框图。信号校正电路1包括偏压校正电路2以及振幅校正电路3。多个感测输入信号x例如来自于一感测装置，多个感测输入信号x经过偏压校正电路2之后可以消除直流偏压，而产生多个输入信号y，多个输入信号y的平均直流偏压值例如为0V。接着，振幅校正电路3校正多个输入信号y的振幅，以产生多个校正后信号z，多个校正后信号z的振幅例如可维持固定值。图2绘示依照本发明一实施例的偏压校正电路的方框图。偏压校正电路2包括偏压校正相移电路21、偏压校正平均电路22、以及减法电路23。偏压校正相移电路21根据多个感测输入信号x，产生多个偏压校正相移输出信号ps1，偏压校正相移输出信号ps1包括N个第一偏压校正相移信号f1～fN，N个第一偏压校正相移信号f1～fN之间具有一偏压校正相位差其中N为正整数。偏压校正平均电路22根据多个感测输入信号x以及多个偏压校正相移输出信号ps1的加权总和产生平均直流偏压Vdc，偏压校正平均电路22以双极性电源供电。减法电路23从多个感测输入信号x减去平均直流偏压Vdc以产生多个输入信号y。其中在一实施例中，图3绘示依照本发明一实施例的振幅校正电路的方框图。振幅校正电路3包括相移电路31、平均电路32、以及放大电路33。相移电路31根据多个输入信号y，产生多个相移输出信号ps，这些相移输出信号ps包括M个第一相移信号f1_1～f1_M以及M个第二相移信号f2_1～f2_M，M个第一相移信号f1_1～f1_M之间具有相位差M个第二相移信号f2_1～f2_M之间具有相位差M个第一相移信号f1_1～f1_M与M个第二相移信号f2_1～f2_M极性相反，其中M为正整数。平均电路32根据多个输入信号y以及多个相移输出信号ps的加权总和产生振幅增益Vgain，平均电路32以单极性电源供电。放大电路33根据振幅增益Vgain调整多个输入信号y的振幅，以产生多个校正后信号z。其中在一实施例中，本发明并不限定信号校正电路1所接收的信号，例如可以是由感测装置所输出的2个正交信号或是4个正交信号。为方便说明起见，本发明以下的实施例以4个正交信号作为例子说明，4个正交信号分别是第一输入信号A、第二输入信号B、第三输入信号A’、以及第四输入信号B’，并使用不同的小写字母代表不同信号的4个正交信号成份。举例而言，感测输入信号x包括第一输入信号Ax、第二输入信号Bx、第三输入信号Ax’、以及第四输入信号Bx’，第一至第四输入信号之间依序具有一信号相位差α，其中45°≤α≤135°，以下的实施例说明，以信号相位差α为90°作为例子，然而此仅为示例性说明，本发明并不限定于信号相位差等于90°。当α＝90°，将输入信号以弦波表示，第一至第四输入信号可依序表示为：Ax＝Vdc1+Vac1sinθ、Bx＝Vdc2+Vac2sin(θ+90°)、Ax'＝Vdc3+Vac3sin(θ+180°)、Bx'＝Vdc4+Vac4sin(θ+270°)。其中Vdc1～Vdc4分别为第一至第四输入信号的直流偏压，Vac1～Vac4分别为第一至第四输入信号的振幅，在理想状况下，直流偏压皆相同Vdc1＝Vdc2＝Vdc3＝Vdc4，且振幅相同Vac1＝Vac2＝Vac3＝Vac4。以业界使用的仪器作为范例，直流偏压可以是Vdc1＝Vdc2＝Vdc3＝Vdc4＝2.5V，而第一输入信号Ax的交流成分(sinθ)与第三输入信号Ax’的交流成分(sin(θ+180°)＝-sinθ)极性相反，第二输入信号Bx的交流成分(sin(θ+90°)＝cosθ)与第四输入信号Bx’的交流成分(sin(θ+270°)＝-cosθ)极性相反。实际情况中，第一至第四输入信号的直流偏压可能不相同且振幅可能不相同，因此可使用本发明的信号校正电路1以对于第一至第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’进行校正，以下详细说明偏压校正电路2以及振幅校正电路3。在实际应用中，某些工具机控制器在供给感测装置电源之后，立即检测感测装置输出的正交信号，以判定感测装置是否正常工作。若正交信号超出工具机控制器可接受范围，则认定感测装置可能造成工具机控制系统存在风险，立即进入异常跳脱状态，以维护工具机安全。在此情况下，正交信号校正电路并无法藉由累积多个周期的输入信号信息，进行输入信号的偏压与振幅校正，必需在接收第一～第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’时，立刻求得输入信号的偏压与振幅信息，作为修正的依据。然而，第一～第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’电压信号包含了相位(θ)、直流偏压(Vdc)、交流振幅(Vac)三个影响因子，在感测装置送电之后一小段时间(假设θ并无变化)，从第一～第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’电压信号并无法推估正确的直流偏压与振幅信息，对输入信号进行偏压与振幅校正，以获得较正确的相位(θ)。但是若能去除相位(θ)的影响，就能从单一Ax、Bx、Ax’、Bx’电压信号获得正确的直流偏压与振幅信息。以第一输入信号Ax与第二输入信号Bx为例，因为Ax与Bx之间存在一固定相位(例如90°)，如果可以根据相移方法产生一系列介于Ax与Bx相位之间的电压信号，且该系列电压信号的直流偏压与振幅均与Ax与Bx电压信号有关，就能够去除相位(θ)的影响，获得正确的直流偏压与振幅信息，对输入信号进行偏压与振幅校正。偏压校正相移电路21可以有多种实作方式，其中一实施例为使用电阻链，即多个串联的电阻，而各个电阻的连接处可输出偏压校正相移输出信号ps1。图4A～图4D绘示多个范例的电阻链结构图，在这些电阻链例子中，电阻链两端的信号具有相位差90°，而每个电阻链有10个串联的电阻，以输出9个相移信号，亦即在电阻链两端信号的相位差被分成10等分，所输出的每一个相移信号之间具有相位差＝90°/10＝9°。当然电阻链所使用的电阻数目并不限于此，例如亦可以使用6个电阻，使得每一个相移信号之间具有相位差＝90°/6＝15°，可视实际操作环境与设计需求决定使用的电阻数量。以图4A作为例子说明，电阻链Chain1的左端耦接第一输入信号Ax，右端耦接第二输入信号Bx，为了简化以下的计算说明，在不失一般性的情形下，此例中可假设第一输入信号Ax与第二输入信号Bx的振幅皆等于1，且直流偏压为0V，即Ax＝sinθ，Bx＝cosθ。电阻链Chain1包括十个电阻Rs1～Rs10，输出9个相移信号Vs1～Vs9。根据电阻分压定理，可计算出第k个相移信号的电压其中Rs＝Rs1+Rs2+…+Rs10，Rs,k＝Rs1+Rs2+…+Rsk，k＝1～9。接着可由三角函数计算公式，并代入对应的相位差计算出Ask的值进而可以求出Rs,k的值以下表一列出当时，各个电阻Rsk的比例关系，可依据此比例关系调整各个电阻值。表一Rs1Rs2Rs3Rs4Rs51.72651.37021.16561.05151Rs6Rs7Rs8Rs9Rs1011.05151.16561.37021.7265图4A当中的另一范例电阻链Chain5则是左端耦接第二输入信号Bx＝cosθ，右端耦接第三输入信号Ax’＝-sinθ，计算方式类似于上述的电阻链Chain1，电阻链Chain5包括十个电阻Rc1～Rc10，输出9个相移信号Vc1～Vc9。根据电阻分压定理，可计算出第k个相移信号的电压Vck为其中Rc＝Rc1+Rc2+…+Rc10，Rc,k＝Rc1+Rc2+…+Rck，k＝1～9。接着可由三角函数计算公式，并代入对应的相位差计算出Ack的值进而可以求出Rc,k的值图4B的电阻链Chain2是左端耦接第三输入信号Ax’，右端耦接第四输入信号Bx’，而电阻链Chain6是左端耦接第四输入信号Bx’，右端耦接第一输入信号Ax。亦即在理想情况下，电阻链Chain1输出的相移信号与电阻链Chain2输出的相移信号应是数值相同而极性相反，电阻链Chain5输出的相移信号与电阻链Chain6输出的相移信号亦应是数值相同而极性相反。然而，导因于感测装置以及受测环境的真实不可控制因素影响，实际上感测装置输出的四个信号并非理想，因此电阻链Chain1与电阻链Chain2输出的相移信号近似于极性相反，然而数值不完全相同，类似地，电阻链Chain5与电阻链Chain6输出的相移信号亦近似于极性相反，数值不完全相同。在一实施例中，偏压校正相移电路21可以使用如图4A以及图4B所绘示的电阻链Chain1、Chain2、Chain5、Chain6共四个电阻链，因此偏压校正相移电路21可以产生总共9×4＝36个偏压校正相移输出信号ps1，加上原始的第一至第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’，偏压校正平均电路22可计算这40个信号的平均值，以求得第一至第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’所对应弦波的平均直流偏压。值得注意的是，依据式子(2)各个相移信号Vsk的振幅Ask并不相同，因此此处所指的计算这40个信号的平均值，实则为40个信号的加权总和。亦即，需先将各个相移信号Vsk的振幅Ask藉由适当的权重系数调整为相等，接着计算加权总和。一种可计算加权总和的电路实现方式可见图5。其绘示依照本发明一实施例的偏压校正平均电路的电路图。偏压校正平均电路22可计算40个信号的加权总和，而为了简化图示及方便说明起见，图5绘示的范例偏压校正平均电路22是针对电阻链Chain1输出的9个相移信号以及电阻链Chain1两端的第一输入信号Ax与第二输入信号Bx，计算11个信号的加权总和。偏压校正平均电路22包括运算放大器OP_22、反馈电阻Rf_22、输入电阻Rv1～Rv11。运算放大器OP_22的非反向输入端耦接地电位GND，运算放大器OP_22以双极性电源供电，即运算放大器OP_22的正供应电源接到+VDD、负供应电源接到-VDD。反馈电阻Rf_22耦接运算放大器OP_22的输出端及反向输入端之间。输入电阻Rv1～Rv11耦接运算放大器OP_22的反向输入端，其中输入电阻Rv1耦接第一输入信号Ax、输入电阻Rv11耦接第二输入信号Bx、输入电阻Rv2～Rv10耦接由电阻链Chain1输出的9个相移信号Vs1～Vs9。如前所述，各个相移信号Vsk的振幅Ask并不相同，因此可依据振幅Ask的比例关系，调整输入电阻Rv2～Rv10的电阻值比例关系。将此偏压校正平均电路22接收的输入电压依序表示为V1～V11(V1＝Ax,V2＝Vs1,V3＝Vs2,…,V10＝Vs9,V11＝Bx)，则偏压校正平均电路22产生的平均直流偏压Vdc可表示为以下表二绘示当时，各个输入电阻Rvk与反馈电阻Rf_22的比例关系。表二k12345Rvk/Rf_2210.0008.7407.9367.4357.159k67891011Rvk/Rf_227.0717.1597.4357.9368.74010.000图5所绘示的仅是一种偏压校正平均电路22的范例，当然本发明并不限于此，实际使用的电阻数量以及电阻值比例，可以对应于前一级的偏压校正相移电路21所使用的电阻链而对应调整，而偏压校正平均电路22也可以不使用运算放大器，只要是能够执行计算加权总和的电路即可，例如亦可以通过数字电路的加法器以及运算逻辑电路实现。此外，在前述的实施例中，偏压校正平均电路22是以双极性电源供电，于电路实作中，偏压校正平均电路22也可以采用单极性电源供电，例如可以对于偏压校正相移输出信号ps1施加一个额外的直流偏压，使得偏压校正相移输出信号ps1的电压振幅范围完整落在单极性电源供电的电压范围内。在上述的实施例中，偏压校正相移电路21包括多个电阻链。在另一种实施例中，偏压校正相移电路21亦可以不包括任何电阻链，亦即，偏压校正相移电路21可以将感测输入信号x直接输出，接着由偏压校正平均电路22计算第一至第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’的加权总和，以此电路实作方式亦可以求得平均直流偏压Vdc。偏压校正平均电路22计算出平均直流偏压Vdc，接着可通过减法电路23，将感测输入信号x减去平均直流偏压Vdc，以得到输入信号y，输入信号y即为已消除偏压误差的信号。图6绘示依照本发明一实施例的减法电路的电路图。为简化图示，于图6当中的减法电路23仅绘示对于其中一个输入信号成份执行减法运算，此电路例如可藉由复制相同的电路修改为对于四个输入信号执行减法运算的电路。减法电路23包括运算放大器OP_23以及电阻R1～R4，运算放大器OP_23可由双极性电源供电，减法电路23接收的电压信号分别为VI1及VI2，输出的信号VOut可表示为藉由设定适当的电阻R1～R4，VI1耦接平均直流偏压Vdc，VI2耦接第一输入信号Ax，即可以得到输出信号VOut＝Ax-Vdc。在另一实施例中，减法电路23可以将感测输入信号x的四个成份Ax、Bx、Ax’、Bx’.分别减去平均直流偏压Vdc，以得到输入信号y。减法电路23亦可通过其他的模拟电路元件以其他组合方式实现，或是亦可通过数字电路的加法器或减法器实现。在经过偏压校正电路2处理之后，输入信号y已消除直流偏压，接着以振幅校正电路3校正输入信号y的振幅。承接上述实施例，输入信号y包括：第一输入信号Ay、第二输入信号By、第三输入信号Ay’、以及第四输入信号By’，而这些输入信号Ay、By、Ay’、By’已消除直流偏压。以下说明振幅校正电路3的组成元件以及操作方式。振幅校正电路3包括相移电路31、平均电路32、以及放大电路33。偏压校正电路2当中的偏压校正相移电路21以及振幅校正电路3当中的相移电路31可以使用相同或类似的电路结构，两者的操作原理类似，相移电路31亦可以使用电阻链以产生多个相移输出信号ps。而对于振幅校正电路3当中的平均电路32，其目的是要计算出多个信号的瞬间平均振幅，以对信号进行校正，若是使用如同偏压校正电路2当中的偏压校正平均电路22，则会由于第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’已消除直流偏压，而使得计算出来的平均值为0V。因此，在一实施例中，平均电路32是以单极性电源供电，以针对信号的正电压部分计算平均值，以求得平均的振幅。图7绘示以单极性电源供电的一范例平均电路的执行效果示意图。第7图左上的波形图显示一弦波信号Y1(t)，右上的Y1’(t)波形图显示以单极性电源供电的平均电路对此弦波信号Y1(t)的执行效果，由于此实施例中的平均电路32采用反向放大电路，右上的波形图(输出信号Y1’(t))会与左上的波形图(输入信号Y1(t))极性相反。平均电路32会将右上的波形图中弦波信号Y1’(t)电压小于0的部分忽略，所计算得到的是弦波信号Y1’(t)在正电压部分的平均值。然而，以此方式计算，可以发现原弦波信号Y1(t)有一半时间的信息消失，因此计算出来的平均值可能不够精确。图7左下的波形图显示两个弦波信号Y1(t)及Y2(t)，其中Y2(t)与Y1(t)极性相反，亦即当Y1(t)小于0V的时候，Y2(t)大于0V。图7右下的波形图显示以单极性电源供电的平均电路对这两个弦波信号Y1(t)及Y2(t)的执行效果，由于此实施例中的平均电路32采用反向放大电路，右下的波形图(输出信号Y1’(t)及Y2’(t))会与左下的波形图(输入信号Y1(t)及Y2(t))极性相反。在右下的波形图当中，由于当Y1’(t)小于0V时候，相关于弦波信号Y1’(t)的信息可以从另一弦波信号Y2’(t)获得，因此能够保有弦波信号Y1(t)于全部时间的信息，如此计算得到的平均值可以更加精确。基于以上所述，在一实施例中，平均电路32以单极性电源供电，相移电路31所输出的相移输出信号ps可包括M个第一相移信号f1_1～f1_M以及M个第二相移信号f2_1～f2_M，且M个第一相移信号f1_1～f1_M与M个第二相移信号f2_1～f2_M极性相反，如此可以使得平均电路32所计算得到的振幅增益Vgain较为精确。M的数量可以视设计需求决定，以下叙述以M＝9作为例子。当M＝9时，相移电路31的实现方式可以参考图4A～图4D所绘示的电阻链Chain1～Chain8以及相关描述。举例而言，相移电路31可以包括图4A的电阻链Chain1以及图4B的电阻链Chain2。电阻链Chain1包括10个串联的电阻，左端耦接第一输入信号Ay、右端耦接第二输入信号By。电阻链Chain2包括10个串联的电阻，左端耦接第三输入信号Ay’、右端耦接第四输入信号By’。由于第一输入信号Ay与第三输入信号Ay’极性相反，第二输入信号By与第四输入信号By’极性相反，因此由电阻链Chain1输出的9个第一相移信号f1_1～f1_9与电阻链Chain2输出的9个第二相移信号f2_1～f2_9极性相反。关于以电阻链产生具有相位差的相移信号，其相关计算在此不再重复赘述。相移电路31可以有多种实施方式，只要能够输出包括极性相反的相移信号即可。除了前述使用电阻链Chain1及Chain2的实施例，在另一实施例中，相移电路31亦可以是包括第4A图的电阻链Chain5以及图4B的电阻链Chain6，电阻链Chain5的两端分别耦接第二输入信号By以及第三输入信号Ay’，电阻链Chain6的两端分别耦接第四输入信号By’以及第一输入信号Ay，因此由电阻链Chain5输出的相移信号与电阻链Chain6输出的相移信号极性相反。在又另一实施例中，相移电路31更可以同时包括四个电阻链Chain1、Chain2、Chain5、Chain6，以利于求得更精确的平均振幅值。而在一实施例中，相移电路31更可以包括图4C所示的电阻链Chain3，例如相移电路31包括电阻链Chain1、Chain2以及Chain3。在前述的电阻链Chain1、Chain2、Chain5、Chain6，皆是产生具有相位差的相移信号，然而，为更进一步增加平均电路32所求得振幅增益Vgain的精确度，可以使用电阻链Chain3产生具有另一相位差的第三相移信号f3_1～f3_9，不等于在此实施例中，相移输出信号ps包括第一相移信号f1_1～f1_9、第二相移信号f2_1～f2_9以及第三相移信号f3_1～f3_9。举例而言，如此除了原有相位差的相移信号，更可以得知另一相位差的相移信号，获得了弦波信号在更多不同相位时的信号值，即相当于提高了对弦波信号取样的解析度，可使得平均电路32所计算的结果更加准确。电阻链Chain3的两端所接收信号与电阻链Chain1相同，即分别是耦接第一输入信号Ay以及第二输入信号By，然而由于电阻链Chain3与电阻链Chain1具有不同的电阻值，而能够使得电阻链Chain3产生的第三相移信号f3_1～f3_9具有另一相位差关于相位差以及电阻值的计算可以参考式子(1)及式子(2)，以下表三列出当时，各个电阻Rsk’的比例关系，可依据此比例关系调整各个电阻值，表三的电阻值与表一的电阻值不相同。表三Rs1’Rs2’Rs3’Rs4’Rs5’1.72251.37021.35521.15061如上所述，电阻链Chain3是对应于电阻链Chain1设置，此处的「对应」所指的是：接收相同的输入，而以不同的电阻值产生具有不同相位差的相移信号。类似地，第4C图的电阻链Chain7可对应于电阻链Chain5，图4D的电阻链Chain4可对应于电阻链Chain2、电阻链Chain8可对应于电阻链Chain6。在一实施例中，相移电路31可包括电阻链Chain1、Chain2、Chain3、Chain4，如此既能产生具有极性相反性质的相移信号，亦能产生具有不同相位差的相移信号。在另一实施例中，相移电路31可包括图4A～图4D所绘示的全部8个电阻链Chain1～Chain8。检视并比较偏压校正电路2以及振幅校正电路3，其中的偏压校正相移电路21与相移电路31操作类似，然而在振幅校正电路3中为求得正电压部分的平均值，相移电路31可产生极性相反的相移信号，且在一实施例中，相移电路31可以采用更多的电阻链以产生具有不同相位差的相移信号，而能够达到更准确的计算结果。在一实施例中，偏压校正相移电路21与相移电路31可以各自独立，即两者所使用的电阻链之间可以没有关系。举例而言，偏压校正相移电路21所输出的偏压校正相移输出信号ps1可包括N个第一偏压校正相移信号，N个第一偏压校正相移信号之间具有偏压校正相位差且而相移电路31所输出的相移输出信号ps可包括M个第一相移信号以及M个第二相移信号，N值与M值可以各自决定，偏压校正相移电路21与相移电路31所使用的电阻链数目以及电阻链当中所使用的电阻值，亦可以各自决定。在一实施例中，偏压校正相移电路21可以相关于相移电路31，例如偏压校正相移电路21包括P个偏压校正电阻链，而相移电路31包括2P个振幅校正电阻链，P为正整数。举例而言，当P＝4，偏压校正相移电路21可包括如图4A～图4D所示的四个电阻链Chain1、Chain2、Chain5、Chain6。而相移电路31则可包括如图4A～图4D所示的八个电阻链Chain1～Chain8，亦即，相移电路31的八个电阻链中有四个电阻链(Chain1、Chain2、Chain5、Chain6)与偏压校正相移电路21所使用的电阻链电阻值可以相同，另有四个电阻链(Chain3、Chain4、Chain7、Chain8)则与偏压校正相移电路21所使用的电阻链可以具有不同的电阻值。偏压校正平均电路22与平均电路32的操作原理亦类似，然而偏压校正平均电路22是以双极性电源供电，以求得平均直流偏压值。平均电路32则是以单极性电源供电，以求得正电压部分的平均振幅值，以产生振幅增益Vgain。假设M＝9，平均而言，相移电路31每增加一个电阻链，相移输出信号ps的数量即增加10个。当相移电路31使用4个电阻链时，则平均电路32计算40个相移输出信号ps的加权总和，类似地，当相移电路31使用8个电阻链时，则平均电路32计算80个相移输出信号ps的加权总和。图8A～图8C绘示依照本发明多个实施例的平均电路的电路图。如图8A所绘示的实施例，平均电路32a包括运算放大器OP_32、反馈电阻Rf_32、M个第一输入电阻R1_1～R1_M以及M个第二输入电阻R2_1～R2_M。运算放大器OP_32的非反向输入端耦接地电位GND，运算放大器OP_32以单极性电源供电，即运算放大器OP_32的正供应电源接到+VDD、负供应电源接到地电位GND。反馈电阻Rf_32耦接运算放大器OP_32的输出端及反向输入端之间。M个第一输入电阻R1_1～R1_M的一端耦接运算放大器OP_32的反向输入端，另一端分别耦接M个第一相移信号f1_1～f1_M，M个第一输入电阻的电阻值依据相位差决定。M个第二输入电阻R2_1～R2_M的一端耦接运算放大器OP_32的反向输入端，另一端分别耦接M个第二相移信号f2_1～f2_M，M个第二输入电阻的电阻值依据相位差决定。平均电路32亦可包括其他输入电阻分别耦接至第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’。平均电路32的计算公式以及电阻值可以参考式子(7)以及表二，不同之处在于，当式子(7)计算出的结果为负的时候，由于平均电路32是以单极性电源供电，因此运算放大器OP_32实际的输出会是0V。图8B绘示依照本发明一实施例的平均电路32b的电路图，运算放大器OP_32的非反向输入端可以经由电阻耦接至参考电压Vref1，对于无法工作于0V附近的运算放大器，可以采用图8B所示的平均电路32b。如上述第8A图以及第8B图所绘示的实施例中，平均电路32是采用运算放大器的反向放大电路，然而本发明不限于此，平均电路亦可以采用运算放大器的非反向放大电路实现。平均电路32是对应于相移电路31设计，上述例子中平均电路32使用2组输入电阻，是对应于相移电路31使用2个电阻链的情形。当相移电路31使用8个电阻链时，平均电路32即会使用共8组的M个输入电阻，且每一组输入电阻的电阻值会依据相移电路31当中对应的电阻链所产生的相位差而决定。而对于使用多组输入电阻的平均电路，除了可使用如图8A以及图8B所示的平均电路之外，另一种可使用的实现方式可参考图8C所示，图8C绘示依照本发明一实施例的平均电路32c的电路图，此实施例中的平均电路32c可以由多个运算放大器组合而成。图9A及图9B绘示使用4个电阻链以及8个电阻链所对应的范例平均电路输出结果示意图。如前所述，于一实施例中，相移电路31可括4个电阻链Chain1、Chain2、Chain5、Chain6，(没有另一相位差的信息)。于另一实施例中，相移电路31包括8个电阻链Chain1～Chain8。图9A绘示使用4个电阻链Chain1、Chain2、Chain5、Chain6的相移电路31，对应的平均电路32输出的结果，而图9B绘示使用8个电阻链Chain1～Chain8的相移电路31，对应的平均电路32输出的结果。可以看出由于使用8个电阻链有较高的相位解析度，因此相较于图9A，在图9B能够得到更佳平滑连续的振幅增益Vgain，而能够达到更精准的振幅校正效果。平均电路32求得振幅增益Vgain之后，放大电路33根据振幅增益Vgain调整输入信号y的振幅，产生校正后信号z，例如是将输入信号y当中的第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’，分别除以或乘以振幅增益Vgain，以得到校正后信号z的各个成份Az、Bz、Az’、Bz’，经振幅校正电路3所产生的校正后信号z，其中的各个成份Az、Bz、Az’、Bz’的振幅维持相同。放大电路33可包括输出级放大单元(例如是运算放大器)以及晶体管，输出级放大单元具有调整信号振幅能力，晶体管的控制端可耦接振幅增益Vgain，用于调整输出级放大单元的振幅放大倍率。图10绘示依照本发明一实施例的放大电路的电路图。放大电路33包括输出级运算放大器OP_33、晶体管T1、以及输入电阻Ri。输出级运算放大器OP_33的非反向输入端耦接参考电压信号Vref3。晶体管T1例如是金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor，MOSFET)或接面场效晶体管(JunctionField-EffectTransistor，JFET)，晶体管T1的控制端(例如晶体管的栅极)耦接振幅增益Vgain，晶体管T1操作在欧姆区(OhmicRegion)时，晶体管T1可作为一个受控于振幅增益Vgain的可变电阻。输入电阻Ri耦接于第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’其中的一与输出级运算放大器OP_33的反向输入端之间。若将晶体管T1的导通电阻以Rfet表示，则放大电路33的放大倍率为Rfet/Ri。振幅增益Vgain与导通电阻Rfet关系，与晶体管T1的种类以及通道成分有关。于图10当中的放大电路33仅绘示对于其中一个输入信号成份放大，此电路例如可藉由复制相同的电路而修改为对于第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’执行放大的电路，而调整第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’的振幅。根据耦接于输出级运算放大器OP_33非反向输入端的参考电压信号Vref3，可以调整校正后信号z的直流位准。图11绘示依照本发明一实施例的信号校正电路的方框图。关于偏压校正电路2以及振幅校正电路3的各个组成方框皆已详述如前，以下配合信号波形以说明各个组成方框的操作结果。图12A～图12G绘示依照本发明一实施例的信号校正电路于各个节点的信号波形图。图12为感测输入信号x的波形，包括第一至第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’，可以看出感测输入信号x的直流平均电压不等于0V，且各个输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’的振幅亦不相同。经过偏压校正相移电路21(例如4个电阻链)，产生多个偏压校正相移输出信号ps1(例如40个)，波形可见第12B图。偏压校正平均电路22计算多个偏压校正相移输出信号ps1的加权总和，得到平均直流偏压Vdc，波形可见图12C。减法电路23将第一至第四输入信号Ax、Bx、Ax’、Bx’减去平均直流偏压Vdc而得到输入信号y，波形可见图12D。可看到经由偏压校正电路2产生的输入信号y，已经消除直流偏压误差，输入信号y包括第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’，每一个输入信号Ay、By、Ay’、By’的直流平均值皆是0V，然而每一个输入信号Ay、By、Ay’、By’的振幅仍然随着时间改变。接着以振幅校正电路3对输入信号y进行校正，输入信号y经过相移电路31(例如8个电阻链)，产生多个相移输出信号ps(例如80个)，波形可见图12E。平均电路32计算多个相移输出信号ps的加权总和，得到振幅增益Vgain，波形可见图12F，相当于在每一个时间点的平均振幅。放大电路33将第一至第四输入信号Ay、By、Ay’、By’除以振幅增益Vgain而得到校正后信号z，波形可见图12G。藉由设定图10当中的参考电压信号Vref3，可将校正后信号z的直流位准设定为2.5V，可看到经由信号校正电路1产生的校正后信号z，不仅直流平均值是2.5V，且振幅亦维持固定，校正后信号z可符合业界实际应用2.5V±0.5V的需求。如此可将感测装置输出的感测输入信号x，校正为校正后信号z，而有效的消除偏压误差以及振幅误差，使得感测装置可连接工具机控制器使用。以上如图5、图6、图8A～图8C、及图10所示的实施例中，虽是以运算放大器的反向放大电路作为说明实施例，然而本发明并不限于此，于实作这些电路时，亦可以使用运算放大器的非反向放大电路。举例而言，图5当中的偏压校正平均电路22，输入电阻Rv1～Rv11可以耦接于运算放大器OP_22的非反向输入端，式子(7)的计算结果则没有负号。其余如图6、图8A～图8C、及图10亦可以类似方法改变电路连接组态，于此不再赘述。电路实作中，采用反向放大电路或非反向放大电路，可视后级电路与元件(例如FET种类与特性)而决定。以上实施例所述的各个电路方框，例如包括偏压校正相移电路21、偏压校正平均电路22、减法电路23、相移电路31、平均电路32、放大电路33，除了可使用模拟电路实现之外，亦可以通过模拟数字转换器(AnalogtoDigitalConverter,ADC)搭配数字电路实现。举例而言，在前述实施例相移电路31是通过电阻链实现，而根据式子(1)-(4)，相移电路31所输出的电压是为输入电压的多种线性组合，因此亦可以通过数字电路的乘法器、加法器、查找表等等基本组成方框而实现式子(1)-(4)。根据本发明所提出的振幅校正电路，由于相移电路产生具有相反极性的相移信号，且平均电路以单极性电源供电，因此能够避免使用全波整流器(Rectifier)，而达到全波整流的效果，可以有效节省电路面积。而本发明当中的偏压校正电路以及振幅校正电路，主要藉由相位移产生多组信号，及多组信号的运算来修正这些误差，不需要完整周期的取样来计算，可以非常快速地计算修正。对于电源启动瞬间、停止状态、一个周期内的运动、快速运动，都可以进行信号修正。此外，由于相移电路可使用电阻链而产生相移输出信号，以如此模拟电路的实现方式，可以在接收到信号的瞬间很快产生多个相移信号，而立刻求得平均振幅值，相较于数字电路实现方式(例如以ADC搭配微处理器或是数字信号处理器)，可具有更短的延迟时间，而能达到更高的频宽，特别是在感测装置有高频宽需求时具有更广的应用空间。本发明的信号校正电路能够有效降低光学尺或编码器弦波模拟信号的偏压及振幅误差，并且运用结构简单的模拟电路取代数字运算器，执行信号处理所需的数学运算，未来于读头积体电路化阶段，可节省电子设计自动化(ElectronicDesignAutomation,EDA)工具与硅智财(IntellectualProperty,IP)费用。当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。当前第1页1 2 3