电力变换装置的制作方法

本发明涉及一种能够将来自多个电源的电力供给至负载、并且能够根据负载、电源的状态切换电力供给源的电力变换装置。

背景技术：

在以往的电力变换装置中，存在对变压器使用复合绕组来得到多输出的电源结构的电力变换装置(例如参照下述的专利文献1)。即，该以往技术的电力变换装置的目的在于在使用具有相互磁耦合的复合绕组的变压器将来自交流电源的电力充入两个直流电源时，对某一个直流电源设置优先等级来进行充电，另外，在没有交流电源时将一个直流电源作为供给源并通过双向开关对另一个直流电源进行充电。

专利文献1：日本专利第4263736号

技术实现要素：

发明要解决的问题

上述专利文献1所记载的以往的电力变换装置被描述为具备检测有无交流输入电压的供给的检测部，在根据检测部的检测结果判断为未供给交流输入电压的情况下，从直流电源进行电力供给，但是根据交流输入侧的电力容量(power capacity)存在如下状态：虽然存在交流输入电压，但是无法充分地进行向负载的电力供给。

本发明是为了解决如上所述的问题而完成的，其目的在于提供一种如下电力变换装置，该电力变换装置在多个电源连接于磁耦合的多个绕组的情况下，例如在一个电源的输入电力相对于负载电力而言不足的情况下，通过除了从上述一个电源以外还从其它电源供给电力等将电力供给源设为多个，能够连续且稳定地向负载进行电力供给。

用于解决问题的方案

本发明所涉及的电力变换装置具备：

变压器，包括相互磁耦合的三个以上的绕组，对上述三个以上的绕组中的至少两个绕组连接电力供给源，对上述三个以上的绕组中的至少一个绕组连接负载；

多个开关电路，将上述三个以上的绕组中的至少两个绕组与上述电力供给源分别进行连接；以及

控制电路，控制上述多个开关电路。

而且，上述控制电路根据供给电力的多个上述电力供给源的数量对在作为交替地供给电力的最小的重复期间的1个开关期间内供给电力的合计接通时间进行时间分割，将进行上述时间分割的接通时间分别分配给连接于供给上述电力的上述电力供给源的上述多个开关电路，

上述多个开关电路进行动作以使得在由上述控制电路分配的接通时间分别从连接于该开关电路的上述电力供给源向负载侧进行电力供给。

发明的效果

根据本发明的电力变换装置，从多个电力供给源中的任意电力供给源都能够并行地向负载侧进行电力供给，因此能够连续且稳定地向负载进行电力供给。

附图说明

图1是基于本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构图。

图2是基于本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构图。

图3是基于本发明的实施方式1的电力变换装置的电力流(power flow)的说明图。

图4是基于本发明的实施方式1的电力变换装置的电力流的说明图。

图5是基于本发明的实施方式1的电力变换装置的另一个电力流的说明图。

图6是基于本发明的实施方式1的电力变换装置的另一个电力流的说明图。

图7是实现图3和图4所示的电力流的开关模式的说明图。

图8是图7所示的开关模式中的电流流动(current flow)的说明图。

图9是图7所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图10是图7所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图11是图7所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图12是图7所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图13是图7所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图14是图7所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图15是图7所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图16是实现图3和图4所示的电力流的另一个开关模式的说明图。

图17是实现图3和图4所示的电力流的另一个开关模式的说明图。

图18是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图19是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图20是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图21是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图22是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图23是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图24是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图25是图17所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图26是实现图3和图4所示的电力流的又一个开关模式的说明图。

图27是实现图3和图4所示的电力流的控制部的说明图。

图28是实现图3和图4所示的电力流的控制部的说明图。

图29是实现图3和图4所示的电力流的控制部的说明图。

图30是实现图3和图4所示的电力流的控制部的说明图。

图31是实现图3和图4所示的电力流的控制部的说明图。

图32是实现图3和图4所示的电力流的控制部的说明图。

图33是基于本发明的实施方式2的电力变换装置的电路结构图。

图34是基于本发明的实施方式2的电力变换装置的电路结构图。

图35是基于本发明的实施方式2的电力变换装置的电力流的说明图。

图36是基于本发明的实施方式2的电力变换装置的电力流的说明图。

图37是基于本发明的实施方式2的电力变换装置的另一个电力流的说明图。

图38是基于本发明的实施方式2的电力变换装置的另一个电力流的说明图。

图39是实现图35和图36所示的电力流的开关模式的说明图。

图40是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图41是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图42是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图43是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图44是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图45是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图46是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图47是图39所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图48是实现图35和图36所示的电力流的另一个开关模式的说明图。

图49是实现图35和图36所示的电力流的另一个开关模式的说明图。

图50是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图51是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图52是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图53是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图54是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图55是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图56是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图57是图49所示的开关模式中的电流流动的说明图。

图58是实现图35和图36所示的电力流的又一个开关模式的说明图。

图59是实现图35和图36所示的电力流的控制部的说明图。

图60是实现图35和图36所示的电力流的控制部的说明图。

图61是实现图35和图36所示的电力流的控制部的说明图。

图62是基于本发明的实施方式3的电力变换装置的电路结构图。

图63是基于本发明的实施方式3的电力变换装置的电路结构图。

图64是基于本发明的实施方式4的电力变换装置的电路结构图。

图65是基于本发明的实施方式4的电力变换装置的电路结构图。

图66是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

图67是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

图68是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

图69是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

图70是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

图71是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

图72是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

图73是基于本发明的实施方式5的运算栅极信号的PWM控制的说明图。

具体实施方式

实施方式1.

图1和图2是基于本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构图。

该实施方式1的电力变换装置被连接有作为多个电力供给源的交流电源1、第一直流电源11以及第二直流电源34，另外，经由逆变器17和负载设备连接端21连接于负载。该实施方式1的电力变换装置应用于例如以电动车辆的充电器为中心的电源系统。即，在该实施方式1中，例如交流电源1是商用交流电源、自家发电机等，第一直流电源11是车辆行驶用的高压电池(battery)，第二直流电源34是作为车辆电装品(electric component)的电源的铅电池，逆变器17和负载设备连接端21能够应用于设为能够在车内使用的交流100V电源的系统。

交流电源1经由电压电流检测部51连接于AC/DC转换器2，交流电压Vacin作为直流电压VL1蓄积在电容器3中。该直流电压VL1通过第一开关电路4被变换为交流电压Vtr1。第一开关电路4构成为将四个开关元件4a～4d连接为桥型的逆变器，控制来自交流电源1的输入电力的受电量。上述AC/DC转换器2具有使交流电源1的电压直流化的整流功能和使交流电源1的输入电压与输入电流的相位接近的功率因数改善功能。在该情况下，AC/DC转换器2对应于权利要求书中的功率因数变换电路。此外，上述AC/DC转换器2也可以仅具有使交流电源1的电压直流化的整流功能。在该情况下，AC/DC转换器2对应于权利要求书中的整流电路。

在第一开关电路4的第一交流端连接有升压线圈5的第一端，在该升压线圈5的第二端连接有作为复合绕组变压器(以下仅称为变压器)6的一次侧的第一绕组6a的第一端，该第一绕组6a的第二端连接于第一开关电路4的第二交流端。

作为变压器6的二次侧的第二绕组6b的第一端连接于升压线圈7的第一端，该升压线圈7的第二端连接于第二开关电路8的第一交流端和具有两个开关元件9a、9b的开关9的第一端，第二绕组6b的第二端与第二开关电路8的第二交流端连接。而且，第二开关电路8将四个开关元件8a～8d连接为桥型，在对第一直流电源11进行充电时，作为升压斩波器发挥功能。

开关9的第二端连接于串联连接的两个电容器10a、10b的第一端彼此的连接点，第二开关电路8的直流正端子经由电容器10a的第二端和电压电流检测部53连接于第一直流电源11的正端。另外，第二开关电路8的直流负端子经由电容器10b的第二端和电压电流检测部53连接于第一直流电源11的负端。此外，在此，两个电容器10a、10b构成为相同容量。

作为变压器6的三次侧的第三绕组6c的第一端连接于升压线圈12的第一端，该升压线圈12的第二端连接于第三开关电路13的第一交流端，第三绕组6c的第二端连接于第三开关电路13的第二交流端。第三开关电路13由整流元件13a与开关元件13b的串联连接以及整流元件13c与开关元件13d的串联连接这2桥臂(leg)的并联连接构成。而且，该第三开关电路13通常作为整流电路发挥功能，而且在后述的平滑电容器15中产生的直流电压VL2低于规定值的情况下作为升压斩波器发挥功能。

在变压器6的第三绕组6c中产生的交流的输出电压Vtr3通过第三开关电路13被进行直流变换，通过平滑线圈14和平滑电容器15被平滑化，经由电压电流检测部54蓄积在电容器16中而成为直流电压VL2。电容器16连接于包括四个开关元件17a～17d的逆变器17的直流输入端。在逆变器17的交流输出端上依次连接有平滑线圈18a、18b、平滑电容器19、共模扼流线圈20、电压电流检测部55以及负载设备连接端21。而且，在该负载设备连接端21，生成作为与其连接的未图示的各种设备(以下称为交流负载)的供给电源的交流电源Vacout。

作为变压器6的四次侧的第四绕组6d1、6d2构成为中心抽头型，在其两端分别连接有构成第四开关电路30的两个开关元件30a、30b的第一端。在第四绕组6d1、6d2的作为中心抽头的连接点连接有开关元件33的第一端，并且连接有包括两个开关元件35a、35b的开关35的第一端。

开关元件33的第二端连接于回流二极管36与平滑线圈31的第一端的连接点。平滑线圈31的第二端、开关35的第二端以及平滑电容器32的第一端分别共同连接，并经电压电流检测部56连接于第二直流电源34的正端。开关元件30a、30b的第二端分别相互连接，连接于回流二极管36的阳极端、平滑电容器32的第二端以及第二直流电源34的负端。第四开关电路30包括上述两个开关元件30a、30b、开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31，通过开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31的结构，作为降压斩波器发挥功能。

在此，在权利要求书中，将连接于交流电源1的第一开关电路4、连接于第一直流电源11的第二开关电路8、连接于第二直流电源34的第四开关电路30称为连接于电力供给源的开关电路。另外，在权利要求书中，将第二开关电路8、第四开关电路30称为连接于直流电源的第二开关电路。

此外，构成第一～第四开关电路4、8、13、30的各开关元件、构成逆变器17的各开关元件不限于IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)，也可以是MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等。

另外，控制部100起到控制第一～第四开关电路4、8、13、30、逆变器17的动作的作用。

接着，参照图3～图6来说明基于本发明的实施方式1的电力变换装置的电力流。

如图3和图4所示，在例如将自家发电机用作交流电源1的情况等由于来自交流电源1的电力供给不充分而将交流电源1和第一直流电源11一起作为电力供给源的情况下，来自交流电源1的供给电力P1_in和来自第一直流电源11的供给电力P2_in被分配为向连接于负载设备连接端21的交流负载的供给电力P3_out和向第二直流电源34的供给电力P4_out。在该情况下，在权利要求书的记载中，交流电源1和第一直流电源11成为电力供给源，连接于负载设备连接端21的交流负载和第二直流电源34成为负载。

如图5和图6所示，在例如将自家发电机用作交流电源1的情况等由于来自交流电源1的电力供给不充分、且第一直流电源11的充电量不充分而将交流电源1和第二直流电源34一起作为电力供给源的情况下，来自交流电源1的供给电力P1_in和来自第二直流电源34的供给电力P4_in被分配为向连接于负载设备连接端21的交流负载的供给电力P3_out和向第一直流电源11的供给电力P2_out。在该情况下，在权利要求书的记载中，交流电源1和第二直流电源34成为电力供给源，连接于负载设备连接端21的交流负载和第一直流电源11成为负载。

下面说明在图3和图4的电力流的情况、即把交流电源1和第一直流电源11一起作为电力供给源来实现电力供给的情况下的开关模式。

能够通过图7的开关模式来实现该情况下的电力流。此外，图7是使第二开关电路8进行半桥动作来使第一直流电源11放电的情况下的开关模式。

在图7中，分别示出第一开关电路4的开关元件4a～4d、第二开关电路8的开关元件8a～8d、构成开关9的开关元件9a、9b的栅极信号、作为负载侧的变压器6的第三绕组6c的输出电压Vtr3以及作为负载侧的变压器6的第四绕组6d1、6d2的输出电压的整流后的电压Vtr4。另外，图8～图15表示通过图7的开关模式产生的电流流动。此外，在这些情况下，交流电源1以在正的半波的状态下的动作为前提，但是在负的半波的状态下也成为同样的动作。

在图7中，在从时刻t0至时刻t1的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t0，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通，直到时刻t1为止维持接通状态。在图8和图9中示出该期间的电流流动。

由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图9的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图8的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图8所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生如图8所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图7中，在从时刻t2至时刻t3的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t2，第二开关电路8的开关元件8b和开关9的开关元件9a同时接通，直到时刻t3为止维持接通状态。在图10和图11中示出该期间的电流流动。

由电容器10b的电压以及第二绕组6b与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图11的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10b的电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

并且，由电容器10b的电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图10的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图10所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL1高于输出电压Vtr1的情况下，不产生如图10所示的第一开关电路4的电流流动。

接着，在图7中，在从时刻t4至时刻t5的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t4，第一开关电路4的开关元件4b和4c同时接通，直到时刻t5为止维持接通状态。在图12和图13中示出该期间的电流流动。

由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图13的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图12的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图12所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生如图12所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图7中，在从时刻t6至时刻t7的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t6，第二开关电路8的开关元件8a和开关9的开关元件9b同时接通，直到时刻t7为止维持接通状态。在图14和图15中示出该期间的电流流动。

由电容器10a的电压以及第二绕组6b与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图15的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10a的电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

同时，由电容器10a的电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图14的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图14所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL1高于输出电压Vtr1的情况下，不产生如图14所示的第一开关电路4的电流流动。

此外，当成为时刻t8时，与时刻t0同样地，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通。

在此，将从交流电源1和第一直流电源11交替地以时间分割方式供给电力的最小的重复期间定义为1个开关期间。即，在图7所示的开关模式中，将时刻t0～t4、时刻t4～t8的各期间定义为1个开关期间。在该情况下，按每个开关期间以正负的两极性向变压器6进行电力供给，且在1个开关期间内，从第一开关电路4和第二开关电路8这双方交替地以时间分割方式供给电力。因此，如图8～图15所示，在任意状态下都能够在维持来自交流电源1和第一直流电源11的电流连续性的同时实施向负载的电力供给。

此外，即使如图16所示那样将来自第一开关电路4和第二开关电路8的电力供给的定时前后调换也能够实现同样的效果。此时的电流流动与图8～图15所示的情况同样，因此在此省略说明。

另外，在图7和图16所示的开关模式中，构成开关9的开关元件9a、9b这两者也可以与第二开关电路8的开关元件8a、8b的开关动作同步地进行动作。

另外，作为在图3和图4所示的电力流的情况、即把交流电源1和第一直流电源11一起作为电力供给源来实现电力供给的情况下的开关模式，不限于图7或图16的开关模式，例如也能够通过图17所示的开关模式来实现。此外，图17是使第二开关电路8进行全桥动作来使第一直流电源11放电的情况下的开关模式。

在图17中，分别示出第一开关电路4的开关元件4a～4d的栅极信号、第二开关电路8的开关元件8a～8d的栅极信号、构成开关9的开关元件9a、9b的栅极信号、作为负载侧的变压器6的第三绕组6c的输出电压Vtr3以及作为负载侧的变压器6的第四绕组6d1、6d2的输出电压的整流后的电压Vtr4。另外，图18～图25表示通过图17的开关模式产生的电流流动。此外，在这些情况下，交流电源1以在正的半波的状态下的动作为前提，但是在负的半波的状态下也成为同样的动作。

在图17中，在从时刻t0至时刻t1的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t0，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通，直到时刻t1为止维持接通状态。在图18和图19中示出该期间的电流流动。

由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图19的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图18的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图18所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生图18所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图17中，在从时刻t2至时刻t3的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t2，第二开关电路8的开关元件8b和8c同时接通，直到时刻t3为止维持接通状态。在图20和图21中示出该期间的电流流动。

由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图21的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10a、10b的合计电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

并且，由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图20的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图20所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL1高于输出电压Vtr1的情况下，不产生如图20所示的第一开关电路4的电流流动。

接着，在图17中，在从时刻t4至时刻t5的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t4，第一开关电路4的开关元件4b和4c同时接通，直到时刻t5为止维持接通状态。在图22和图23中示出该期间的电流流动。

由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图23的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图22的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图22所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生如图22所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图17中，在从时刻t6至时刻t7的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t6，第二开关电路8的开关元件8a和8d同时接通，直到时刻t7为止维持接通状态。在图24和图25中示出该期间的电流流动。

由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第三绕组6c的匝数比决定的输出电压Vtr3沿图25的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第三绕组6c，并经由平滑电容器15、逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

另外，变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

并且，由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图24的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图24所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL1高于输出电压Vtr1的情况下，不产生如图24所示的第一开关电路4的电流流动。

此外，当成为时刻t8时，与时刻t0同样地，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通。

关于图17所示的开关模式，也与图7所示的开关模式同样地，将从交流电源1和第一直流电源11交替地以时间分割方式供给电力的最小的重复期间定义为开关期间。即，将图17中的时刻t0～t4、时刻t4～t8的各期间定义为1个开关期间。按每个该开关期间以正负的两极性向变压器6进行电力供给，且在1个开关期间内，从第一开关电路4和第二开关电路8这双方交替地以时间分割方式供给电力。因此，如图18～图25所示，在任意状态下都能够在维持来自交流电源1和第一直流电源11的电流连续性的同时实现向负载的电力供给。

此外，即使如图26所示那样将来自第一开关电路4和第二开关电路8的电力供给的定时前后调换也能够实现同样的效果。在该情况下，电流流动与图18～图25所示情况同样，因此在此省略说明。

在图7、图16、图17、图26所示的任意开关模式中，均对变压器6在1个开关期间内以时间分割方式进行从交流电源1经由AC/DC转换器2和第一开关电路4的电力供给以及从第一直流电源11经由第二开关电路8的电力供给，因此能够从交流电源1和第一直流电源11向连接于负载设备连接端21的负载设备、第二直流电源34在维持电流连续性的同时进行电力供给。

执行上述的开关模式(图7、图16、图17、图26)的控制部100的电力分配控制的框图为图27～图32中的任意框图。在此，基于图27～图32的控制的差异如下。

在图27和图28所示的控制中，将第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间固定，以第一开关电路4的接通时间与第二开关电路8的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

另外，在图29和图30所示的控制中，从第二直流电源34的电压固定控制系统求出第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间，由此以合计的接通时间将第二直流电源34的电压Vbat2控制为固定，以各自的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

并且，在图31和图32所示的控制中，从平滑电容器15的电压固定控制系统求出第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间，由此以合计的接通时间将平滑电容器15的电压VL2控制为固定，以各自的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

下面，说明图27～图32的控制的详情。

在图27和图28中，控制部100针对AC/DC转换器2，对交流电源1的电流指令值Iacin*与电压电流检测部51的电流检测值Iacin之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此以恒定电流向电容器3供给电力。同时将交流电流控制为高功率因数。此时，可以任意地设定交流电源1的电流指令值Iacin*(图27的(a))。

另外，控制部100针对第二开关电路8，对电容器3的电压指令值VL1*与电压电流检测部52的电压检测值VL1之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，运算第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*。接着，对第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*与电压电流检测部53的电流检测值Ibat1之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此使第二开关电路8进行动作。同时，控制部100运算比例控制(P控制)的输出与基准占空比(reference duty)Dref之差并进行PWM控制，由此使第一开关电路4进行动作。由此，以固定电压控制电容器3的电压VL1(图27的(b))。

另外，控制部100针对第三开关电路13，对平滑电容器15的电压指令值VL2*与电压电流检测部54的电压检测值VL2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，并进行PWM控制，由此控制平滑电容器15的电压VL2(图28的(a))。

另外，控制部100针对逆变器17，利用输出交流电压的指令值Vacout*与电压电流检测部56的电压检测值VL2的商设为正弦波逆变器的调制系数，通过PWM控制将交流电压Vacout输出到负载设备连接端21(图28的(b))。

另外，控制部100针对作为第二直流电源34与变压器6之间的开关电路的降压斩波器电路进行如下控制。即，对第二直流电源34的电压指令值Vbat2*与电压电流检测部56的电压检测值Vbat2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，并进行PWM控制，由此对开关33进行驱动，从而进行第二直流电源34的充电电压控制(图28的(c))。

在此，通过使交流电源1的电流指令值Iacin*任意地可变，能够任意地控制来自交流电源1的供给电力P1与来自第一直流电源11的供给电力P2的比例。在该控制中，将第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间固定，以各自的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间是用基准占空比Dref来定义的，能够任意地设定。

接着，在图29和图30中，控制部100针对AC/DC转换器2，对交流电源1的电流指令值Iacin*与电压电流检测部51的电流检测值Iacin之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此以恒定电流向电容器3供给电力。同时将交流电流控制为高功率因数。此时，可以任意地设定交流电源1的电流指令值Iacin*(图29的(a))。

另外，控制部100针对第二开关电路8，对电容器3的电压指令值VL1*与电压电流检测部52的电压检测值VL1之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，运算第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*。接着，对第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*与电压电流检测部53的电流检测值Ibat1之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此使第二开关电路8进行动作。同时，控制部100对第二直流电源34的电压指令值Vbat2*与电压电流检测部56的电压检测值Vbat2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)。而且，运算该PI控制的输出与上述运算出的P控制的输出之间的偏差来进行PWM控制，由此使第一开关电路4进行动作。由此，在以固定电压控制电容器3的电压VL1的同时以固定电压控制第二直流电源34的电压Vbat2(图29的(b))。

另外，控制部100针对第三开关电路13，对平滑电容器15的电压指令值VL2*与电压电流检测部54的电压检测值VL2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，并进行PWM控制，由此控制平滑电容器19的电压VL2(图30的(a))。

另外，控制部100针对逆变器17，利用输出交流电压的指令值Vacout*与电压电流检测部56的电压检测值VL2的商设为正弦波逆变器的调制系数，通过PWM控制将交流电压Vacout输出到负载设备连接端21(图30的(b))。

在此，通过使交流电源1的电流指令值Iacin*任意地可变，能够任意地控制来自交流电源1的供给电力P1与来自第一直流电源11的供给电力P2的比例。在该控制中，从第二直流电源34的电压固定控制系统求出第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间，由此以合计的接通时间将第二直流电源34的电压Vbat2控制为固定，以第一开关电路4的接通时间与第二开关电路8的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

接着，在图31和图32中，控制部100针对AC/DC转换器2，对交流电源1的电流指令值Iacin*与电压电流检测部51的电流检测值Iacin之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此以恒定电流向电容器3供给电力。同时将交流电流控制为高功率因数。此时，可以任意地设定交流电源1的电流指令值Iacin*(图31的(a))。

另外，控制部100针对第二开关电路8，对电容器3的电压指令值VL1*与电压电流检测部52的电压检测值VL1之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，运算第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*。接着，对第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*与电压电流检测部53的电流检测值Ibat1之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此使第二开关电路8进行动作。同时，控制部100对平滑电容器15的电压指令值VL2*与电压电流检测部54的电压检测值VL2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)。而且，运算该PI控制的输出与上述运算出的P控制的输出之间的偏差来进行PWM控制，由此使第一开关电路4进行动作。由此，在以固定电压控制电容器3的电压VL1的同时将平滑电容器15的电压VL2控制为固定(图31的(b))。

另外，控制部100针对逆变器17，利用输出交流电压的指令值Vacout*与电压电流检测部56的电压检测值VL2的商设为正弦波逆变器的调制系数，通过PWM控制将交流电压Vacout输出到负载设备连接端21(图32的(a))。

另外，控制部100针对作为第二直流电源34与变压器6之间的开关电路的降压斩波器电路如下进行控制。即，对第二直流电源34的电压指令值Vbat2*与电压电流检测部56的电压检测值Vbat2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，并进行PWM控制，由此对开关33进行驱动，从而进行第二直流电源34的充电电压控制(图32的(b))。

在此，通过使交流电源1的电流指令值Iacin*任意地可变，能够任意地控制来自交流电源1的供给电力P1与来自第一直流电源11的供给电力P2的比例。在该控制中，从平滑电容器15的电压固定控制系统求出第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间，由此以合计的接通时间将平滑电容器15的电压VL2控制为固定，以第一开关电路4的接通时间与第二开关电路8的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

在上述图27～图32所示的各控制中，能够实现的电力流相同，而在图29和图30的控制中，开关元件33只是持续接通状态，因此不需要开关元件33和回流二极管36。另外，在图31和图32的控制中，第三开关电路13只进行整流动作，因此能够由二极管构成开关元件13b和13d。因此，能够实现微型计算机等控制部的简略化。

此外，在图27～图32的各控制中，第一直流电源11进行恒定电流充电的控制，第二直流电源34进行恒定电压充电的控制，但是第一直流电源11、第二直流电源34均可用任何充电方法，因此能够采用与直流电源相应的适当的充电方法。例如，既可以用恒定电压对第一直流电源11进行充电，也可以用恒定电流对第二直流电源34进行充电。

并且，通过在图27～图32的各控制下进行动作，在未连接交流电源1的状态下使第一直流电源11放电的电力流中，始终控制电容器3的电压，因此能够进行电容器3的电压上升保护。

如上所述，在该实施方式1中，通过能够进行上述的电力分配，交流电源1的利用率飞跃性地提高。即，在进行上述的电力分配的情况下，在任意负载的消耗电力增加而仅通过交流电源1的输入电力无法供应负载的消耗电力的情况下，在维持来自交流电源1的电力输入的状态下，从第一直流电源11仅供给负载的消耗电力与交流电源1的输入电力之差的电力。通过这样，能够在将被充入第一直流电源11的电力的放电抑制为最小限度的同时最大限度地利用来自交流电源1的输入电力。因而，与仅利用从交流电源1充电的第一直流电源11的电力的情况相比，能够实现省电力化。

此外，在上述说明中，说明了在1个开关期间内以时间分割方式进行从交流电源1经由AC/DC转换器2和第一开关电路4的电力供给以及从第一直流电源11经由第二开关电路8的电力供给的情况。但是，不限于此，还能够如图5和图6所示那样在1个开关期间内以时间分割方式进行从交流电源1经由AC/DC转换器2和第一开关电路4的电力供给以及从第二直流电源34经由第四开关电路30的电力供给。

在该情况下，开关33进行动作使得将电容器3的电压VL1固定，第二开关电路8进行控制使得将第一直流电源11的电压或电流固定。通过这样进行控制，在从交流电源1接收固定的输入电力P1_in、且仅通过该输入电力P1_in不足以输出具有交流电压Vacout的供给电力P3_out和向第一直流电源11的充电电力P2_out的情况下，进行动作使得从第二直流电源34供给(供给电力P4_in)该不足的电力。

并且，在1个开关期间内，还能够将交流电源1、第一直流电源11以及第二直流电源34全部作为电源。在该情况下，能够通过增加在1个开关期间内进行时间分割的分割数来实现。并且，在连接了多个电源的情况下，也能够通过根据想要传输的电源的数量分割1个开关期间来实现同样的效果。

此外，也能够用直流电压源来置换上述说明中的交流电源1和AC/DC转换器2。在该情况下，通过在上述置换的直流电压源与电容器3之间设置电抗器来能够获得与上述控制同样的效果。在用直流电压源来置换交流电源1和AC/DC转换器2的情况下，连接于该直流电压源的第一开关电路4在权利要求书中被称为连接于直流电源的第二开关电路。

另外，第二开关电路8能够双向地进行电力传输，且将具有开关元件和对该开关元件反并联的二极管的开关元件8a～8d形成为桥结构。在该情况下，即使想要通过PWM控制来控制向第一直流电源11的受电量，也通过连接成桥型的二极管被整流，因此无法控制向第一直流电源11的充电量。因此，在本实施方式中，在第二绕组6b与第二开关电路8之间设置升压线圈7，在向第一直流电源11充电的情况下，将变压器6的第二绕组6b的输出电压设定为比第一直流电源11的电压低，使第二开关电路8作为升压斩波器发挥功能。

如上所述，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管形成为桥结构的情况下，只要使第二开关电路在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下具有升压功能即可。

并且，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管形成为桥结构的情况下，也可以代替使第二开关电路具有升压的功能，而在第二开关电路与直流电源之间具备DC/DC转换器，在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下，通过DC/DC转换器来进行向直流电源的充电停止。

另外，关于第四开关电路30的一部分，变压器6的第四绕组6d1、6d2构成为中心抽头型，在其两端连接开关元件30a、30b，由此构成整流电路。另外，第四开关电路30的一部分具备开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31，由此构成降压斩波器即DC/DC转换器。即，如权利要求书的权利要求8所记载的那样，第四开关电路30具备对变压器的绕组中产生的电压进行整流化、并且控制电压或电流的功能。

另外，也可以通过省略第四开关电路30中的开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31、即DC/DC转换器部分来仅具有作为整流电路的功能。在该情况下，如权利要求书的权利要求7所记载的那样，第四开关电路30成为整流电路。

此外，权利要求7和权利要求8是以在将第二直流电源34视为负载设备的情况下的观点来记载的，如上所述，第二直流电源34还具有作为电源供给源向负载侧供给电力的功能。

实施方式2.

图33和图34是基于本发明的实施方式2的电力变换装置的电路结构图，对与图1和图2所示的实施方式1对应或相当的结构部分附加相同的符号。

该实施方式2的结构上的特征在于，在AC/DC转换器2的输出端侧，与第一开关电路4并联地经由电压电流检测部54连接有包括四个开关元件17a～17dc的逆变器17的直流输入端。而且，在该逆变器17的交流输出端依次连接有平滑线圈18a、18b、平滑电容器19、共模扼流线圈20、电压电流检测部55以及负载设备连接端21。而且，在该负载设备连接端21中生成未图示的交流负载的交流电压Vacout。

其它结构与实施方式1的情况基本相同，因此对对应的结构部分附加相同的符号并省略详细的说明。另外，关于第一开关电路4、第二开关电路8、第四开关电路30以及逆变器17等的动作，也基本上与实施方式1同样，因此在此省略详细的说明。

如图35和图36所示，在例如将自家发电机用作交流电源1的情况等由于来自交流电源1的电力供给不充分而将交流电源1和第一直流电源11一起作为电力供给源的情况下，来自交流电源1的供给电力P1_in和来自第一直流电源11的供给电力P2_in被分配为向连接于负载设备连接端21的交流负载的供给电力P3_out和向第二直流电源34的充电电力P4_out。

如图37和图38所示，在例如将自家发电机用作交流电源1的情况等由于来自交流电源1的电力供给不充分、且第一直流电源11的充电量不充分而将交流电源1和第二直流电源34一起作为电力供给源的情况下，来自交流电源1的供给电力P1_in和来自第二直流电源34的供给电力P4_in被分配为第一直流电源11的充电电力P2_out和向连接于负载设备连接端21的交流负载的供给电力P3_out。

下面说明图35和图36的电力流、即把交流电源1和第一直流电源11一起作为电力供给源来实现电力供给的开关模式。

能够通过图39的开关模式来实现该情况下的电力流。此外，图39是使第二开关电路8进行半桥动作来使第一直流电源11放电的情况下的开关模式。

在图39中分别示出第一开关电路4的开关元件4a～4d的栅极信号、第二开关电路8的开关元件8a～8d的栅极信号、构成开关9的开关元件9a、9b的栅极信号以及经由变压器6的作为负载侧的第四绕组6d1、6d2的输出电压的整流后的电压Vtr4。另外，图40～图47表示通过图39的开关模式产生的电流流动。此外，在这些情况下，交流电源1以在正的半波的状态下的动作为前提，但是在负的半波的状态下也成为同样的动作。

在图39中，在从时刻t0至时刻t1的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t0，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通，直到时刻t1为止维持接通状态。在图40和图41中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图40的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图40所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生图40所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图39中，在从时刻t2至时刻t3的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t2，第二开关电路8的开关元件8b和开关9的开关元件9a同时接通，直到时刻t3为止维持接通状态。在图42和图43中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10b的电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器10b的电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图42的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图42所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL1高于输出电压Vtr1的情况下，不产生图42所示的第一开关电路4的电流流动。

接着，在图39中，在从时刻t4至时刻t5的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t4，第一开关电路4的开关元件4b和4c同时接通，直到时刻t5为止维持接通状态。在图44和图45中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图44的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图44所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生图44所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图39中，在从时刻t6至时刻t7的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t6，第二开关电路8的开关元件8a和开关9的开关元件9b同时接通，直到时刻t7为止维持接通状态。在图46和图47中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10a的电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器10a的电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图46的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图46所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL高于输出电压Vtr1的情况下，不产生图46所示的第一开关电路4的电流流动。

此外，当成为时刻t8时，与时刻t0同样地，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通。

关于图39所示的开关模式，将从交流电源1和第一直流电源11交替地以时间分割方式供给电力的最小的重复期间定义为1个开关期间。即，当将图39中的时刻t0～t4、时刻t4～t8的各期间定义为1个开关期间时，按每个该开关期间以正负的两极性向变压器6进行电力供给，且在1个开关期间内，从第一开关电路4和第二开关电路8这双方交替地以时间分割方式供给电力。因此，如图40～图47所示，在任意状态下都能够在维持来自交流电源1和第一直流电源11的电流连续性的同时实现向负载设备的电力供给。

此外，即使如图48所示那样将来自第一开关电路4和第二开关电路8的电力供给的定时前后调换也能够实现同样的效果。此时的电流流动与图40～图47所示的情况同样，因此在此省略说明。

另外，在图39、图48所示的开关模式中，构成开关9的开关元件9a、9b这两者也可以与第二开关电路8的开关元件8a、8b的开关动作同步地进行动作。

另外，作为用于实现图35和图36所示的电力流、即把交流电源1和第一直流电源11一起作为电力供给源来实现电力供给的开关模式，不限于图39的开关模式，例如也能够通过图49所示的开关模式来实现。此外，图49是使第二开关电路8进行全桥动作来使第一直流电源11放电的情况下的开关模式。

在图49中分别示出第一开关电路4的开关元件4a～4d的栅极信号、第二开关电路8的开关元件8a～8d的栅极信号、构成开关9的开关元件9a、9b的栅极信号以及经由变压器6的作为负载侧的变压器6的第四绕组6d1、6d2的输出电压的整流后的电压Vtr4。另外，图50～图57表示通过图49的开关模式产生的电流流动。此外，在这些情况下，交流电源1以在正的半波的状态下的动作为前提，但是在负的半波的状态下也成为同样的动作。

在图49中，在从时刻t0至时刻t1的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t0，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通，直到时刻t1为止维持接通状态。在图50和图51中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图50的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图50所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生图50所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图49中，在从时刻t2到时刻t3的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t2，第二开关电路8的开关元件8b和8c同时接通，直到时刻t3为止维持接通状态。在图52和图53中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10a、10b的合计电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图52的用箭头表示的上方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图52所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL1高于输出电压Vtr1的情况下，不产生图52所示的第一开关电路4的电流流动。

接着，在图49中，在从时刻t4到时刻t5的期间，从交流电源1供给电力。即，在时刻t4，第一开关电路4的开关元件4b和4c同时接通，直到时刻t5为止维持接通状态。在图54和图55中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器3的电压VL1以及第一绕组6a与第二绕组6b的匝数比决定的输出电压Vtr2沿图54的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第二绕组6b。此时，在电容器10a、10b的合计的电压低于输出电压Vtr2的情况下，如图54所示那样第二开关电路8作为整流器进行动作。另一方面，在电容器10a、10b的合计的电压高于输出电压Vtr2的情况下，不产生图54所示的第二开关电路8的电流流动。

接着，在图49中，在从时刻t6至时刻t7的期间，从第一直流电源11供给电力。即，在时刻t6，第二开关电路8的开关元件8a和8d同时接通，直到时刻t7为止维持接通状态。在图56和图57中示出该期间的电流流动。

变压器6的第四绕组6d1、6d2被施加由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第四绕组6d1、6d2的匝数比决定的输出电压，其整流后的电压Vtr4经由开关元件33、回流二极管36、电抗器31向第二直流电源34供给电力。

另外，经由逆变器17向连接于负载设备连接端21的负载设备供给电力。

并且，由电容器10a和10b的合计电压以及第二绕组6b与第一绕组6a的匝数比决定的输出电压Vtr1沿图56的用箭头表示的下方向施加到变压器6的第一绕组6a。此时，在电容器3的电压VL1低于输出电压Vtr1的情况下，如图56所示那样第一开关电路4作为整流器进行动作。另一方面，在电容器3的电压VL1高于输出电压Vtr1的情况下，不产生图56所示的第一开关电路4的电流流动。

此外，当成为时刻t8时，与时刻t0同样地，第一开关电路4的开关元件4a和4d同时接通。

在此，关于图49所示的开关模式，也与图39所示的开关模式同样地，将从交流电源1和第一直流电源11交替地以时间分割方式供给电力的最小的重复期间定义为1个开关期间。即，当将图49中的时刻t0～t4、时刻t4～t8的各期间定义为1个开关期间时，按每个该开关期间以正负的两极性向变压器6进行电力供给，且在1个开关期间内，从第一开关电路4和第二开关电路8这双方交替地以时间分割方式供给电力。因此，如图50～图57所示，在任意状态下都能够在维持来自交流电源1和第一直流电源11的电流连续性的同时实现向负载的电力供给。

此外，即使如图58所示那样将来自第一开关电路4和第二开关电路8的电力供给的定时前后调换也能够实现同样的效果。此时的电流流动与图50～图57所示的情况同样，因此在此省略说明。

在图39、图48、图49、图58所示的任意开关模式中，均对变压器6在1个开关期间内以时间分割方式进行从交流电源1经由AC/DC转换器2和第一开关电路4的电力供给以及从第一直流电源11经由第二开关电路8的电力供给，因此能够从交流电源1和第一直流电源11向连接于负载设备连接端21的负载设备、第二直流电源34在维持电流连续性的同时进行电力供给。

执行上述的开关模式(图39、图48、图49、图58)的控制部100的电力分配控制框图为图59和图60或图61中的任意框图。在此，基于图59和图60以及图61的控制的差异如下。

在图59和图60所示的控制中，将第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间固定，以第一开关电路4的接通时间与第二开关电路8的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

另外，在图61所示的控制中，从第二直流电源34的电压固定控制系统求出第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间，由此以上述合计的接通时间将第二直流电源34的电压Vbat2控制为固定，以第一开关电路4的接通时间与第二开关电路8的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

下面，说明图59和图60以及图61的控制的详情。

在图59和图60中，控制部100针对AC/DC转换器2，对交流电源1的电流指令值Iacin*与电压电流检测部51的电流检测值Iacin之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此从AC/DC转换器2以恒定电流向电容器3供给电力。同时将交流电流控制为高功率因数。此时，可以任意地设定交流电源1的电流指令值Iacin*(图59的(a))。

另外，控制部100针对第二开关电路8，对电容器3的电压指令值VL1*与电压电流检测部52的电压检测值VL1之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，运算第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*。接着，对第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*与电压电流检测部53的电流检测值Ibat1之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此使第二开关电路8进行动作。同时，控制部100运算上述比例控制(P控制)的输出与基准占空比Dref之差并进行PWM控制，由此使第一开关电路4进行动作。由此，以固定电压控制电容器3的电压VL1(图59的(b))。

另外，控制部100针对逆变器17，利用输出交流电压的指令值Vacout*与电压电流检测部54的电压检测值VL2的商设为正弦波逆变器的调制系数，通过PWM控制将交流电压Vacout输出到负载设备连接端(图60的(a))。

另外，控制部100针对作为第二直流电源34与变压器6之间的开关电路的降压斩波器电路，对第二直流电源34的电压指令值Vbat2*与电压电流检测部56的电压检测值Vbat2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，并进行PWM控制，由此对开关33进行驱动，从而进行第二直流电源34的充电电压控制(图60的(b))。

在此，通过使交流电源1的电流指令值Iacin*任意地可变，能够任意地控制来自交流电源1的供给电力P1与来自第一直流电源11的供给电力P2的比例。在该控制中，将第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间固定，以第一开关电路4的接通时间与第二开关电路8的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。上述合计的接通时间是用基准占空比Dref来定义的，能够任意地设定。

接着，在图61中，控制部100针对AC/DC转换器2，对交流电源1的电流指令值Iacin*与电压电流检测部51的电流检测值Iacin之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此从AC/DC转换器2以恒定电流向电容器3供给电力。同时将交流电流控制为高功率因数。此时，可以任意地设定交流电源1的电流指令值Iacin*(图61的(a))。

另外，控制部100针对第二开关电路8，对电容器3的电压指令值VL1*与电压电流检测部52的电压检测值VL1之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，运算第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*。接着，对第一直流电源11的充电电流指令值Ibat1*与电压电流检测部53的电流检测值Ibat1之间的偏差进行比例控制(P控制)，并进行PWM控制，由此使第二开关电路8进行动作。同时，控制部100对第二直流电源34的电压指令值Vbat2*与电压电流检测部56的电压检测值Vbat2之间的偏差进行比例积分控制(PI控制)，运算该比例积分控制(PI控制)的输出与上述运算出的比例控制(P控制)的输出之间的偏差来进行PWM控制，由此使第一开关电路4进行动作。由此，在以固定电压控制电容器3的电压VL1的同时以固定电压控制第二直流电源34的电压Vbat2(图61的(b))。

另外，控制部100针对逆变器17，利用输出交流电压的指令值Vacout*与电压电流检测部54的电压检测值VL2的商设为正弦波逆变器的调制系数，通过PWM控制将交流电压Vacout输出到负载设备连接端(图61的(c))。

在此，通过使交流电源1的电流指令值Iacin*任意地可变，能够任意地控制来自交流电源1的供给电力P1与来自第一直流电源11的供给电力P2的比例。在该控制中，从第二直流电源34的电压固定控制系统求出第一开关电路4与第二开关电路8的合计的接通时间，由此以上述合计的接通时间将第二直流电源34的电压Vbat2控制为固定，以第一开关电路4的接通时间与第二开关电路8的接通时间的比例来控制电容器3的电压VL1。

在上述的图59和图60所示的控制与图61所示的控制中能够实现的电力流相同，而在图61的控制中，开关元件33只是持续接通状态，因此不需要开关元件33和回流二极管36。因此，能够实现微型计算机等控制部的简略化。

此外，在图59和图60或图61的控制中，第一直流电源11进行恒定电流充电控制，另外，第二直流电源34进行恒定电压充电的控制，但是第一直流电源11、第二直流电源34均可用任何充电方法，因此能够采用与直流电源相应的适当的充电方法。例如，既可以用恒定电压对第一直流电源11进行充电，也可以用恒定电流对第二直流电源34进行充电。

并且，通过在图59和图60、或图61的各控制下进行动作，在未连接交流电源1的状态下使第一直流电源11放电的电力流中，始终控制电容器3的电压，因此能够进行电容器3的电压上升保护。

如上所述，在该实施方式2中，通过能够进行上述的电力分配，交流电源1的利用率飞跃性地提高。即，在任意负载的电力增加而仅通过交流电源1的输入电力无法供应负载的消耗电力的情况下，在维持来自交流电源1的电力输入的状态下，从第一直流电源11仅供给负载的消耗电力与交流电源1的输入电力之差的电力。通过这样，能够将被充入直流电源的电力的放电抑制为最小限度，能够最大限度地利用来自交流电源1的输入电力。因而，与仅利用从交流电源1充电的第一直流电源11的电力的情况相比，能够实现省电力化。

此外，在上述说明中，说明了在1个开关期间内以时间分割方式进行从交流电源1经由AC/DC转换器2和第一开关电路4的电力供给以及从第一直流电源11经由第二开关电路8的电力供给的情况，但是不限于此。即，也能够如图37和图38所示那样在1个开关期间内以时间分割方式进行从交流电源1经由AC/DC转换器2和第一开关电路4的电力供给以及从第二直流电源34经由第四开关电路30的电力供给。

在该情况下，开关33进行动作使得将电容器3的电压VL1固定，第二开关电路8进行控制使得将第一直流电源11的电压或电流固定。通过这样，在接收来自交流电源1的固定的输入电力P1_in、且仅通过该输入电力P1_in不足以输出具有交流电压Vacout的供给电力P3_out和向第一直流电源11的供给电力(充电电力)P2_out的情况下，进行动作使得以来自第二直流电源34的供给电力P4_in来供给该不足的电力。

并且，在1个开关期间内，还能够将交流电源1、第一直流电源11以及第二直流电源34全部作为电源。在该情况下，能够通过增加在1个开关期间内进行时间分割的分割数来实现。并且，在连接了多个电源的情况下，也能够通过根据想要传输的电源的数量分割1个开关期间来实现同样的效果。

此外，也能够用直流电压源来置换上述说明中的交流电源1和AC/DC转换器2。在该情况下，通过在上述置换的直流电压源与电容器3之间设置电抗器来能够获得与上述控制同样的效果。在用直流电压源来置换交流电源1和AC/DC转换器2的情况下，连接于该直流电压源的第一开关电路4在权利要求书中被称为连接于直流电源的第二开关电路。

另外，第二开关电路8能够双向地进行电力传输、且将具有开关元件和对该开关元件反并联的二极管的开关元件8a～8d形成为桥结构。在该情况下，即使想要通过PWM控制来控制向第一直流电源11的受电量，也通过连接成桥型的二极管被整流，因此无法控制向第一直流电源11的充电量。因此，在本实施方式中，在第二绕组6b与第二开关电路8之间设置升压线圈7，在向第一直流电源11充电的情况下，将变压器6的第二绕组6b的输出电压设定为比第一直流电源11的电压低，使第二开关电路8作为升压斩波器发挥功能。

如上所述，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管来形成为桥结构的情况下，只要使第二开关电路在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下具有升压功能即可。

并且，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管来形成为桥结构的情况下，也可以代替使第二开关电路具有升压的功能，而在第二开关电路与直流电源之间具备DC/DC转换器，在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下，通过DC/DC转换器来进行向直流电源的充电停止。

另外，关于第四开关电路30的一部分，变压器6的第四绕组6d1、6d2构成为中心抽头型，在其两端连接开关元件30a、30b，由此构成整流电路。另外，第四开关电路30的一部分具备开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31，由此构成降压斩波器即DC/DC转换器。即，如权利要求书的权利要求8所记载的那样，第四开关电路30具备使变压器的绕组中产生的电压整流化、并且控制电压或电流的功能。

另外，也可以通过省略第四开关电路30中的开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31、即DC/DC转换器部分来仅具有作为整流电路的功能。在该情况下，如权利要求书的权利要求7所记载的那样，第四开关电路30成为整流电路。

此外，权利要求7和权利要求8是以在将第二直流电源34视为负载设备的情况下的观点来记载的，如上所述，第二直流电源34还具有作为电源供给源向负载侧供给电力的功能。

实施方式3.

图62和图63是基于本发明的实施方式3的电力变换装置的电路结构图，对与图1和图2所示的实施方式1对应或相当的结构部分附加相同的符号。

该实施方式3的特征在于，相对于图1和图2所示的实施方式1的结构，删除了包括变压器6的第四绕组6d1、6d2以及连接于第四绕组6d1、6d2的第四开关电路30和第二直流电源34的电路。其它结构与实施方式1的情况相同。

因而，在实施方式3中，除了实施方式1中的包括第四开关电路30和第二直流电源34的电路的动作以外，基本的动作与实施方式1同样，因此在此省略详细的说明。

根据该实施方式3的电力变换装置，在来自交流电源1的供给电力相对于向负载设备连接端21的输出电力而言不足的情况下，在使来自交流电源1的电力供给持续的状态下进行从第一直流电源11的电力供给，由此能够提高交流电源1的利用率。

此外，也能够用直流电压源来置换上述说明中的交流电源1和AC/DC转换器2。在该情况下，通过在上述置换的直流电压源与电容器3之间设置电抗器来能够获得与上述控制同样的效果。在用直流电压源来置换交流电源1和AC/DC转换器2的情况下，连接于该直流电压源的第一开关电路4在权利要求书中被称为连接于直流电源的第二开关电路。

另外，第二开关电路8能够双向地进行电力传输，且将具有开关元件和对该开关元件反并联的二极管的开关元件8a～8d形成为桥结构。在该情况下，即使想要通过PWM控制来控制向第一直流电源11的受电量，也通过连接成桥型的二极管被整流，因此无法控制向第一直流电源11的充电量。因此，在本实施方式中，在第二绕组6b与第二开关电路8之间设置升压线圈7，在向第一直流电源11充电的情况下，将变压器6的第二绕组6b的输出电压设定为比第一直流电源11的电压低，使第二开关电路8作为升压斩波器发挥功能。

如上所述，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管形成为桥结构的情况下，只要使第二开关电路在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下具有升压功能即可。

并且，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管形成为桥结构的情况下，也可以代替使第二开关电路具有升压的功能，而在第二开关电路与直流电源之间具备DC/DC转换器，在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下，通过DC/DC转换器来进行向直流电源的充电停止。

实施方式4.

图64和图65是基于本发明的实施方式4的电力变换装置的电路结构图，对与图1和图2所示的实施方式1对应或相当的结构部分附加相同的符号。

该实施方式4的特征在于，相对于图1和图2所示的实施方式1的结构，删除了包括变压器6的第三绕组6c以及连接于第三绕组6c的第三开关电路13和逆变器17的电路。其它结构与实施方式1的情况相同。

因而，在实施方式4中，除了实施方式1中的包括第三开关电路13和逆变器17的电路的动作以外，基本的动作与实施方式1同样，因此在此省略详细的说明。

根据该实施方式4的电力变换装置，在来自交流电源1的供给电力相对于第一直流电源11的输出电力或向第二直流电源34的输出电力而言不足的情况下，在使来自交流电源1的电力供给持续的状态下进行从第一直流电源11的电力供给或从第二直流电源34的电力供给，由此能够提高交流电源1的利用率。

此外，也能够用直流电压源来置换上述说明中的交流电源1和AC/DC转换器2。在该情况下，通过在上述置换的直流电压源与电容器3之间设置电抗器来获得与上述控制同样的效果。在用直流电压源来置换交流电源1和AC/DC转换器2的情况下，连接于该直流电压源的第一开关电路4在权利要求书中被称为连接于直流电源的第二开关电路。

另外，第二开关电路8能够双向地进行电力传输，且将具有开关元件和对该开关元件反并联的二极管的开关元件8a～8d形成为桥结构。在该情况下，即使想要通过PWM控制来控制向第一直流电源11的受电量，也通过连接成桥型的二极管被整流，因此无法控制向第一直流电源11的充电量。因此，在本实施方式中，在第二绕组6b与第二开关电路8之间设置升压线圈7，在向第一直流电源11充电的情况下，将变压器6的第二绕组6b的输出电压设定为比第一直流电源11的电压低，使第二开关电路8作为升压斩波器发挥功能。

如上所述，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管形成为桥结构的情况下，只要使第二开关电路在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下具有升压功能即可。

并且，在连接于直流电源的第二开关电路能够双向地进行电力传输、且使用开关元件和对该开关元件反并联的二极管形成为桥结构的情况下，也可以代替使第二开关电路具有升压的功能，而在第二开关电路与直流电源之间具备DC/DC转换器，在从第二开关电路向直流电源传输电力的情况下，通过DC/DC转换器来进行向直流电源的充电停止。

另外，关于第四开关电路30的一部分，变压器6的第四绕组6d1、6d2构成为中心抽头型，在其两端连接开关元件30a、30b，由此构成整流电路。另外，第四开关电路30的一部分具备开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31，由此构成降压斩波器即DC/DC转换器。即，如权利要求书的权利要求8所记载的那样，第四开关电路30具备使变压器的绕组中产生的电压整流化、并且控制电压或电流的功能。

另外，也可以通过省略第四开关电路30中的开关元件33、回流二极管36以及平滑线圈31、即DC/DC转换器部分来仅具有作为整流电路的功能。在该情况下，如权利要求书的权利要求7所记载的那样，第四开关电路30成为整流电路。

此外，权利要求7和权利要求8是以在将第二直流电源34视为负载设备的情况下的观点来记载的，如上所述，第二直流电源34还具有作为电源供给源向负载侧供给电力的功能。

实施方式5.

作为在实施方式1所示的电力变换装置中以时间分割方式进行电力传输的栅极信号的制作方法，说明图27的(b)所示的PWM控制部201a、201b的详情。此外，在权利要求书中，将PWM控制部201a和201b分别称为第二控制部和第一控制部。

图66表示在图16中设为t1＝t2、t3＝t4、t5＝t6、t7＝t8的情况下的PWM控制的运算。

在图66中，Car1和Car2是各自的振幅和相位相等、且相互之间波的方向反转的锯齿波。另外，Car1+是相位与Car1相差180度的锯齿波，Car2+是相位与Car2相差180度的锯齿波。第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2是图27的(b)中的比例控制(P控制)200的输出，用以下的式(1)表示与第一开关电路4的接通时间比例D1的关系。

D1＝Dref-D2···(1)

在此，当将锯齿波的振幅设为1并设为0.5<D1<1、0.5<D2<1时，Dref＝1.5。

在此，利用(1)式，能够对第一开关电路4和第二开关电路8分别分配进行了时间分割的接通时间。即，能够将第一开关电路4的电力供给期间和第二开关电路8的电力供给期间设置在作为最小的重复期间的1个开关期间内，能够从交流电源1和第一直流电源11这双方同时向负载设备进行电力供给。

在PWM控制部201b中，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1进行比较，仅在Car1高于D1的情况下向栅极输出高电平(High)，由此运算第一开关电路4的开关元件4a和4d的栅极信号。同样地，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1+进行比较，仅在Car1+高于D1的情况下向栅极输出高电平，由此运算第一开关电路4的开关元件4b和4c的栅极信号。由此，能够运算第一开关电路4的栅极信号。

在PWM控制部201a中，将第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2与锯齿波Car2进行比较，仅在Car2高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8b和开关元件9a的栅极信号。同样地，将第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2与锯齿波Car2+进行比较，仅在Car2+高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8a和开关元件9b的栅极信号。由此，能够运算第二开关电路8和开关9的栅极信号。

如上所述，通过使用各自的相位和振幅同步、且相互之间波的方向反转的锯齿波进行PWM控制，能够以时间分割方式进行电力传输。

同样地，如图67所示，通过将锯齿波Car2及Car2+与第一开关电路4的接通时间比例D1进行比较，运算第一开关电路4的栅极信号。另外，通过将锯齿波Car1及Car1+与第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2进行比较，运算第二开关电路8和开关9的栅极信号。其结果，能够运算在实施方式1中说明的图7所示的栅极信号。

另外，通过如图27的(b)、图29的(b)、图31的(b)那样根据电容器3的电压检测值VL1与目标值VL1*之间的偏差运算接通时间比例D2，能够控制来自交流电源1和第一直流电源11的电力供给比例并使电容器3的电压VL1稳定化。

并且，在图29的(b)中，通过根据负载(第二直流电源34)的电压的检测值Vbat2与目标值Vbat*之间的偏差运算Dref，能够控制向负载的供给电力。另外，在图31的(b)中，通过根据负载(电容器15)的电压的检测值VL2与目标值VL2*之间的偏差运算Dref，能够控制向负载的供给电力。

另外，在图29的(b)中，根据负载(第二直流电源34)的电流检测值Ibat2与目标值Ibat2*之间的偏差运算Dref，在图31的(b)中，根据负载的电流检测值IL2与目标值IL2*之间的偏差运算Dref，由此能够与上述同样地控制向负载的供给电力。

图68表示在图26中设为t1＝t2、t3＝t4、t5＝t6、t7＝t8的情况下的PWM控制的运算。

在图68中，Car1和Car2是各自的振幅和相位相等、且相互之间波的方向反转的锯齿波。另外，Car1+是相位与Car1相差180度的锯齿波，Car2+是相位与Car2相差180度的锯齿波。第二开关电路8的接通时间比例D2是图27的(b)中的比例控制(P控制)200的输出，用以下的式(2)表示与第一开关电路4的接通时间比例D1的关系。

D1＝Dref-D2···(2)

在此，当将锯齿波的振幅设为1并设为0.5<D1<1、0.5<D2<1时，成为Dref＝1.5。

在此，利用(2)式，能够对第一开关电路4和第二开关电路8分别分配进行了时间分割的接通时间。即，能够将第一开关电路4的电力供给期间和第二开关电路8的电力供给期间设置在作为最小的重复期间的1个开关期间内，能够从交流电源1和第一直流电源11这双方同时向负载设备进行电力供给。

在PWM控制部201b中，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1进行比较，仅在Car1高于D1的情况下向栅极输出高电平，由此运算第一开关电路4的开关元件4a和4d的栅极信号。同样地，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1+进行比较，仅在Car1+高于D1的情况下向栅极输出高电平，由此运算第一开关电路4的开关元件4b和4c的栅极信号。由此，能够运算第一开关电路4的栅极信号。

在PWM控制部201a中，将第二开关电路8的接通时间比例D2与锯齿波Car2进行比较，仅在Car2高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8b和8c的栅极信号。同样地，将第二开关电路8的接通时间比例D2与锯齿波Car2+进行比较，仅在Car2+高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8a和8d的栅极信号。由此，能够运算第二开关电路8。

如上所述，通过使用各自的相位和振幅同步、且相互之间波的方向反转的锯齿波进行PWM控制，能够以时间分割方式进行电力传输。

同样地，如图69所示，通过将锯齿波Car2及Car2+与第一开关电路4的接通时间比例D1进行比较，运算第一开关电路4的栅极信号。另外，通过将锯齿波Car1及Car1+与第二开关电路8的接通时间比例D2进行比较，运算第二开关电路8的栅极信号。其结果，能够运算在实施方式1中说明的图17所示的栅极信号。

另外，通过如图27的(b)、图29的(b)、图31的(b)那样根据电容器3的电压检测值VL1与目标值VL1*之间的偏差运算接通时间比例D2，能够控制来自交流电源1和第一直流电源11的电力供给比例并使电容器3的电压VL1稳定化。

并且，在图29的(b)中，通过根据负载(第二直流电源34)的电压的检测值Vbat2与目标值Vbat*之间的偏差运算Dref，能够控制向负载的供给电力。另外，在图31的(b)中，通过根据负载(电容器15)的电压的检测值VL2与目标值VL2*之间的偏差运算Dref，能够控制向负载的供给电力。

另外，在图29的(b)中，根据负载(第二直流电源34)的电流检测值Ibat2与目标值Ibat2*之间的偏差运算Dref，在图31的(b)中，根据负载的电流检测值IL2与目标值IL2*之间的偏差运算Dref，由此能够与上述同样地控制向负载的供给电力。

实施方式6.

作为在实施方式2所示的电力变换装置中以时间分割方式进行电力传输的栅极信号的制作方法，说明图59的(b)所示的PWM控制部201a、201b的详情。此外，在权利要求书中，将PWM控制部201a和201b分别称为第二控制部和第一控制部。

图70表示在图48中设为t1＝t2、t3＝t4、t5＝t6、t7＝t8的情况下的PWM控制的运算。

在图70中，Car1和Car2是各自的振幅和相位相等、且相互之间波的方向反转的锯齿波。另外，Car1+是相位与Car1相差180度的锯齿波，Car2+是相位与Car2相差180度的锯齿波。第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2是图59的(b)中的比例控制(P控制)200的输出，用以下的式(3)表示与第一开关电路4的接通时间比例D1的关系。

D1＝Dref-D2···(3)

当将锯齿波的振幅设为1并设为0.5<D1<1、0.5<D2<1时，Dref＝1.5。

在此，利用式(3)，能够对第一开关电路4和第二开关电路8分别分配进行了时间分割的接通时间。即，能够将第一开关电路4的电力供给期间和第二开关电路8的电力供给期间设置在作为最小的重复期间的1个开关期间内，能够从交流电源1和第一直流电源11这双方同时向负载设备进行电力供给。

在PWM控制部201b中，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1进行比较，仅在Car1高于D1的情况下向栅极输出高电平，由此运算第一开关电路4的开关元件4a和4d的栅极信号。同样地，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1+进行比较，仅在Car1+高于D1的情况下向栅极输出高电平，由此运算第一开关电路4的开关元件4b和4c的栅极信号。由此，能够运算第一开关电路4的栅极信号。

在PWM控制部201a中，将第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2与锯齿波Car2进行比较，仅在Car2高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8b和开关元件9a的栅极信号。同样地，将第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2与锯齿波Car2+进行比较，仅在Car2+高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8a和开关元件9b的栅极信号。由此，能够运算第二开关电路8和开关9的栅极信号。

如上所述，通过使用各自的相位和振幅同步、且相互之间波的方向反转的锯齿波进行PWM控制，能够以时间分割方式进行电力传输。

同样地，如图71所示，通过将锯齿波Car2及Car2+与第一开关电路4的接通时间比例D1进行比较，运算第一开关电路4的栅极信号。另外，通过将锯齿波Car1及Car1+与第二开关电路8和开关9的接通时间比例D2进行比较，运算第二开关电路8和开关9的栅极信号。其结果，能够运算在实施方式2中说明的图39所示的栅极信号。

另外，通过如图59的(b)、图61的(b)那样根据电容器3的电压检测值VL1与目标值VL1*之间的偏差运算接通时间比例D2，能够控制来自交流电源1与第一直流电源11的电力供给比例并使电容器3的电压VL1稳定化。

并且，通过如图61的(b)那样根据负载(第二直流电源34)的电压的检测值Vbat2与目标值Vbat2*之间的偏差运算Dref，能够控制向负载的供给电力。

另外，在图61的(b)中，通过根据负载(第二直流电源34)的电流检测值Ibat2与目标值Ibat2*之间的偏差运算Dref，能够与上述同样地控制向负载的供给电力。

图72表示在图58中设为t1＝t2、t3＝t4、t5＝t6、t7＝t8的情况下的PWM控制的运算。

在图72中，Car1和Car2是各自的振幅和相位相等、且相互之间波的方向反转的锯齿波。另外，Car1+是相位与Car1相差180度的锯齿波，Car2+是相位与Car2相差180度的锯齿波。第二开关电路8的接通时间比例D2是图59的(b)中的比例控制(P控制)200的输出，用以下的式(4)表示与第一开关电路4的接通时间比例D1的关系。

D1＝Dref-D2···(4)

当将锯齿波的振幅设为1并设为0.5<D1<1、0.5<D2<1时，Dref＝1.5。

在此，利用式(4)，能够对第一开关电路4和第二开关电路8分别分配进行了时间分割的接通时间。即，能够将第一开关电路4的电力供给期间和第二开关电路8的电力供给期间设置在作为最小的重复期间的1个开关期间内，能够从交流电源1和第一直流电源11这双方同时向负载设备进行电力供给。

在PWM控制部201b中，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1进行比较，仅在Car1高于D1的情况下向栅极输出高电平，由此运算第一开关电路4的开关元件4a和4d的栅极信号。同样地，将第一开关电路4的接通时间比例D1与锯齿波Car1+进行比较，仅在Car1+高于D1的情况下向栅极输出高电平，由此运算第一开关电路4的开关元件4b和4c的栅极信号。由此，能够运算第一开关电路4的栅极信号。

在PWM控制部201a中，将第二开关电路8的接通时间比例D2与锯齿波Car2进行比较，仅在Car2高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8b和8c的栅极信号。同样地，将第二开关电路8的接通时间比例D2与锯齿波Car2+进行比较，仅在Car2+高于D2的情况下向栅极输出高电平，由此运算开关元件8a和8d的栅极信号。由此，能够运算第二开关电路8。

如上所述，通过使用各自的相位和振幅同步、且相互之间波的方向反转的锯齿波进行PWM控制，能够以时间分割方式进行电力传输。

同样地，如图73所示，通过将锯齿波Car2及Car2+与第一开关电路4的接通时间比例D1进行比较，运算第一开关电路4的栅极信号。另外，通过将锯齿波Car1及Car1+与第二开关电路8的接通时间比例D2进行比较，运算第二开关电路8的栅极信号。其结果，能够运算在实施方式2中说明的图49所示的栅极信号。

另外，通过如图59的(b)、图61的(b)那样根据电容器3的电压检测值VL1与目标值VL1*之间的偏差运算接通时间比例D2，能够控制来自交流电源1和第一直流电源11的电力供给比例并使电容器3的电压VL1稳定化。

并且，通过如图61的(b)那样根据负载(第二直流电源34)的电压的检测值Vbat2与目标值Vbat2*之间的偏差运算Dref，能够控制向负载的供给电力。

另外，在图61的(b)中，通过根据负载(第二直流电源34)的电流检测值Ibat2与目标值Ibat2*之间的偏差运算Dref，能够与上述同样地控制向负载的供给电力。

此外，本发明并非仅限定于上述实施方式1～6所示的结构，在不脱离本发明的宗旨的范围内能够适当组合实施方式1～6的结构、或者对其结构追加一部分变更、或者将结构省略一部分。