多电平逆变器以及通过利用多电平逆变器提供多电平输出电压的方法与流程

本发明涉及逆变器，并且尤其涉及多电平(level)逆变器以及用于通过多电平逆变器提供多电平输出电压的方法。

背景技术：

梯度线圈被用在磁共振成像(MRI)中。梯度线圈的电流必须在数百安培上达到几十ppm的准确度以满足成像要求。例如，如在图1的电流分布概况100中所示，梯度线圈的电流I_线圈需要在短时段(毫秒范围)内从-180A变为+180A。

为了准确地控制梯度线圈的电流，需要梯度放大器以向梯度线圈提供准确的电压，其中，梯度放大器需要在梯度线圈的电流I_线圈从一个电平变为另一电平的电流瞬时状态期间提供高电压，并且在梯度线圈的电流I_线圈保持在特定电平处的电流稳定状态期间提供低电压。例如，如在图1中所示，梯度线圈的电流I_线圈从-180A变为180A或者从180A变为-180A的状态是电流瞬时状态，并且梯度线圈的电流I_线圈保持在-180A或者180A处的状态是电流稳定状态。

然而，常规梯度放大器一般生成高频谐波。因此，如在图2A中所示，在梯度放大器210与梯度线圈230之间需要电磁干扰(EMI)滤波器220以去除由梯度放大器210生成的高频谐波。如在图2B中所示，常规EMI滤波器220通常包括两个电感器L1、L2、两个阻尼电阻器R1和三个电容器C1、C2、C3。

到目前为止，已经针对梯度放大器提出了不同的拓扑结构，其中，具有级联H桥(CHB)拓扑结构的梯度放大器在业中被广泛使用。具有CHB拓扑结构的现有梯度放大器210包括一个常规两电平逆变器或者更多的级联常规两电平逆变器。图3示出了常规两电平逆变器300的示意图。如在图3中所示，常规两电平逆变器300包括由串联耦合的开关QAH和QAL形成的第一半桥支路310以及由串联耦合的开关QBH和QBL形成的第二半桥支路320，其中，第一半桥支路310和第二半桥支路320被并联连接至具有电压V_总线的直流电源330。常规两电平逆变器300提供输出电压VAB，其是在位于开关QAH与QAL之间的节点A处由第一半桥支路310输出的电压VA和在位于开关QBH与QBL之间的节点B处由第二半桥支路320输出的电压VB之间的差。

然而，在包括(一个或多个)两电平逆变器的常规梯度放大器210中，通常在其中生成丰富的高频谐波。因此，为了使由梯度放大器210生成的丰富高频谐波发生衰减，需要包括在EMI滤波器220中的电感器L1、L2的大电感值、包括在EMI滤波器220中的阻尼电阻器R1的大电阻值、以及包括在EMI滤波器220中的电容器C1、C2、C3的大电容值。然而，针对阻尼电阻器R1的大电阻值导致差的滤波器效率，并且此外，针对电感器L1、L2的大电感值以及针对电容器C1、C2、C3的大电容值将影响总系统控制带宽。

此外，返回参照图2A，梯度线圈230需要被连接至地240，以达到安全目的和EMI屏蔽要求，并且由此在梯度线圈230与地240之间存在大的重叠区域，其导致大的杂散电容C_杂散。由于梯度放大器210在操作期间具有大的输出电压变化，因而大的共模电流I_杂散流经杂散电容C_杂散。通过置于梯度线圈230与EMI滤波器220之间的高精确度电流感测器250来感测共模电流I_杂散，并且所述共模电流I_杂散充当着高频干扰，其导致在MRI系统的操作期间的不稳定。

此外，梯度线圈230的电流大幅度地波动，因为梯度放大器210具有大的输出电压变化，其导致梯度线圈230中的高电流纹波。

技术实现要素：

因此，考虑到上文所提及的在包括(一个或多个)两电平逆变器的常规梯度放大器中的缺陷，需要一种具有改善的性能的新颖的梯度放大器。

对此，本发明的发明人已经实施了大量实验，并且发现常规梯度放大器210中的不足归因于其中所利用的两电平逆变器，所述两电平逆变器具有大的输出电压变化，并且由此导致由常规梯度放大器210生成丰富的高频谐波。

相应地，本发明提供了一种多电平逆变器以及一种通过所述多电平逆变器提供多电平输出电压的方法，以解决先前提到的问题。

根据本发明的第一方面，其提出了一种多电平逆变器，包括：至少一个级联H桥多电平模块，其中，每个H桥多电平模块包括第一H桥多电平支路和第二H桥多电平支路，所述第一H桥多电平支路在所述第一H桥多电平支路的输出端子处具有多个输出电平，所述第二H桥多电平支路在所述第二H桥多电平支路的输出端子处具有多个输出电平，其中，所述第一和第二H桥多电平支路并联连接，并且所述H桥多电平模块的多电平输出是在所述第一H桥多电平支路与所述第二H桥多电平支路的输出端子之间输出的，其中，所述第一和第二H桥多电平支路中的每个包括通过耦合电感器并联耦合的第一逆变器支路和第二逆变器支路，所述第一逆变器支路被耦合至所述耦合电感器的初级绕组，以提供具有多个电压电平的第一输入电压，第二逆变器支路被耦合至所述耦合电感器的次级绕组，以提供具有多个电压电平的第二输入电压，所述耦合电感器的初级绕组和次级绕组串联耦合，并且所述串联耦合的所述初级绕组和所述次级绕组的接头节点形成所述H桥多电平支路的输出端子，其中，第一输入电压相对于第二输入电压具有预定相移。

以这种方式，由于每个H桥多电平模块的第一H桥多电平支路和第二H桥多电平支路中的每个输出多电平输出电压，因而所述多电平逆变器能够具有更低的输出电压变化，并且由此消除由大的输出电压变化导致的问题。

在本发明的实施例中，第一和第二逆变器支路中的每个包括具有串联耦合的高压侧(high side)开关和低压侧(low side)开关的半桥支路，用于第一H桥多电平支路的第一和第二逆变器支路中的高压侧开关的驱动信号相对于彼此具有所述预定相移，并且用于所述第二H桥多电平支路的第一和第二逆变器支路中的低压侧开关的驱动信号相对于彼此具有所述预定相移。以这种方式，使得能够由第一逆变器支路提供的第一输入电压相对于由第二逆变器支路提供的第二输入电压具有所述预定相移。在本发明的实施例中，使M个H桥多电平模块级联，并且每个H桥多电平模块的输出相对于相邻H桥多电平模块具有360°/M相移，其中，M是大于或等于2的整数。

以这种方式，多电平逆变器能够提供增加的等价切换频率，并且由此带来降低的电流纹波。

根据本发明的第二方面，其提出了一种通过多电平逆变器来提供多电平输出电压的方法，其中，所述多电平逆变器包括至少一个级联H桥多电平模块，其中，每个H桥多电平模块包括并联连接的第一H桥多电平支路和第二H桥多电平支路，并且所述H桥多电平模块的输出电压是在所述第一和第二H桥多电平支路的输出端子之间输出的，其中，所述第一和第二H桥多电平支路中的每个包括通过耦合电感器并联耦合的第一逆变器支路和第二逆变器支路，所述第一逆变器支路被耦合至所述耦合电感器的初级绕组，所述第二逆变器支路被耦合至所述耦合电感器的次级绕组，所述耦合电感器的初级绕组和次级绕组是串联耦合的，并且所述串联耦合的初级绕组和次级绕组的接头节点形成所述H桥多电平支路的输出端子，所述方法包括：由每个H桥多电平模块的第一H桥多电平支路的第一逆变器支路生成具有多个电平的第一电压；由每个H桥多电平模块的第一H桥多电平支路的第二逆变器支路生成具有多个电平的第二电压，所述第二电压相对于所述第一电压具有预定相移；由每个H桥多电平模块的第一H桥多电平支路基于所生成的第一和第二电压来生成具有多个电平的第三电压；由每个H桥多电平模块的第二H桥多电平支路的第一逆变器支路生成具有多个电平的第四电压；由每个H桥多电平模块的第二H桥多电平支路的第二逆变器支路生成具有多个电平的第五电压，所述第五电压相对于所述第四电压具有预定相移；由每个H桥多电平模块的第二H桥多电平支路基于所生成的第四和第五电压来生成具有多个电平的第六电压；由每个H桥多电平模块基于所生成的第三和第六电压来生成多电平输出电压；并且基于由每个H桥多电平模块输出的多电平输出电压来提供所述多电平逆变器的多电平输出电压。

如上文所提到的，根据本发明的用于通过多电平逆变器提供多电平输出电压的方法可以降低由多电平逆变器所提供的输出电压的变化，并且由此消除由输出电压的大的变化所导致的问题。

根据本发明的第三方面，提出了一种多电平逆变器，其包括：n个H桥多电平支路，所述H桥多电平支路中的每个具有至少一个级联H桥逆变器，其中，n是大于1的整数；以及具有n个绕组的耦合电感器，所述n个绕组在所述n个绕组的接头节点处耦合在一起，其中，所述n个H桥多电平支路是通过所述耦合电感器并联耦合的，并且其中，所述n个H桥多电平支路中的每个被耦合至所述n个绕组之一，以提供具有多个电压电平的输入电压，并且所述接头节点形成所述多电平逆变器的输出端子，以用于提供多电平输出电平，并且其中，由所述n个H桥多电平支路提供的输入电压相对于彼此具有相移。

以这种方式，所述多电平逆变器能够提供更低的输出电压变化，并且同时能够具有更低的成本，并且也更加紧凑，因为所述多电平逆变器仅使用一个耦合电感器。

在本发明的实施例中，所述至少一个级联H桥逆变器包括至少一个加电H桥逆变器和至少一个浮置H桥逆变器。以这种方式，所述多电平逆变器会需要更少的电源。

根据本发明的第四方面，提出了一种用于通过多电平逆变器提供多电平输出电压的方法，其中，所述多电平逆变器包括n个H桥多电平支路和耦合电感器，其中，n是大于1的整数，并且其中，所述n个H桥多电平支路中的每个具有至少一个级联H桥逆变器，并且所述耦合电感器具有n个绕组，所述n个绕组在所述n个绕组的接头节点处耦合在一起，并且其中，所述n个H桥多电平支路通过耦合电感器并联耦合，并且其中，所述n个H桥多电平支路中的每个被耦合至所述n个绕组之一，并且所述接头节点形成所述多电平逆变器的输出端子，所述方法包括：由所述n个H桥多电平支路生成n个电压，所述n个电压中的每个电压具有多个电压电平，其中，所述n个电压相对于彼此具有相移；以及基于所生成的n个电压提供由所述多电平逆变器输出的多电平输出电压。

以这种方式，所述多电平逆变器能够具有更低的输出电压变化，并且同时能够降低成本，并且也更加紧凑，因为所述多电平逆变器需要仅一个耦合电感器。

根据本发明的第五方面，提出了一种多电平逆变器，其包括：n个H桥多电平支路，所述H桥多电平支路中的每个具有至少一个级联H桥逆变器，其中，n是大于1的整数；以及拆分的一组耦合电感器，该组耦合电感器对称地耦合至所述n个H桥多电平支路的两侧，所述耦合电感器组中的每个耦合电感器具有n个绕组，所述n个绕组在所述n个绕组的接头节点处耦合在一起，其中，所述n个H桥多电平支路中的每个被耦合在所述耦合电感器组中的一个耦合电感器的n个绕组之一与所述耦合电感器组中的另一耦合电感器的n个绕组之一之间，以提供具有多个电压电平的输入电压，并且所述耦合电感器组中的接头节点形成所述多电平逆变器的输出端子，以用于提供多电平输出电平，并且其中，由所述n个H桥多电平支路提供的输入电压相对于彼此具有相移。

以这种方式，因为拆分的一组耦合电感器的使用，所述多电平逆变器能够具有降低的输出电压变化，并且与此同时，能够满足电流隔离要求和电磁兼容性(EMC)。

在本发明的实施例中，所述至少一个级联H桥逆变器包括至少一个加电H桥逆变器和至少一个浮置H桥逆变器。以这种方式，所述多电平逆变器能够需要更少的电源。

根据本发明的第六方面，提出了一种用于通过多电平逆变器提供多电平输出电压的方法，其中，所述多电平逆变器包括n个H桥多电平支路和拆分的一组耦合电感器，其中，n是大于1的整数，并且其中，所述n个H桥多电平支路中的每个具有至少一个级联H桥逆变器，并且所述拆分的一组耦合电感器被对称地耦合至所述n个H桥多电平支路的两侧，并且其中，所述耦合电感器组中的每个耦合电感器具有n个绕组，所述n个绕组在所述n个绕组的接头节点处耦合在一起，其中，所述n个H桥多电平支路中的每个被耦合在所述耦合电感器组中的一个耦合电感器的n个绕组之一与所述耦合电感器组中的另一耦合电感器的n个绕组之一之间，并且所述耦合电感器组中的接头节点形成所述多电平逆变器的输出端子，所述方法包括：由所述n个H桥多电平支路生成n个电压，所述n个电压中的每个具有多个电压电平，其中，所述n个电压相对于彼此具有相移；并且基于所生成的n个电压来提供由所述多电平逆变器输出的多电平输出电压。

以这种方式，因为拆分的一组耦合电感器的使用，所述多电平逆变器能够提供降低的输出电压变化，并且与此同时能够满足电流隔离要求和电磁兼容性(EMC)。

附图说明

在下文中，将参考附图仅以举例方式描述本发明的各种实施例，在附图中：

图1示出了梯度线圈的典型电流分布概况的示意图；

图2A示出了梯度放大器、EMI滤波器和梯度线圈之间的连接关系的示意图；

图2B示出了EMI滤波器的示意性电路图；

图3示出了常规两电平逆变器的示意图；

图4A示出了在电流稳定状态下由常规两电平逆变器的两个半桥支路输出的电压VA、VB以及由常规两电平逆变器输出的电压VAB的波形；

图4B示出了在电流瞬时状态下由常规两电平逆变器输出的电压VAB的波形；

图5示出了根据本发明的第一实施例的H桥多电平模块的示意图；

图6示出了根据本发明的第一实施例的耦合电感器的示意图；

图7示出了根据本发明的第一实施例的多电平逆变器的示意图；

图8示出了用于由根据本发明的第一实施例的多电平逆变器提供多电平输出电压的方法的流程图；

图9A示出了根据本发明的第一实施例的电压VA1、VA2和VA的波形；

图9B示出了根据本发明的第一实施例的电压VB1、VB2和VB的波形；

图10A示出了在电流稳定状态下由根据本发明的第一实施例的多电平逆变器生成的输出电压VAB的波形；

图10B示出了在电流瞬时状态下由根据本发明的第一实施例的多电平逆变器生成的输出电压VAB的波形；

图11示出了根据对第一实施例的修改的、包括三个级联H桥多电平模块的多电平逆变器的示意图；

图12示出了根据本发明的第一实施例在电流瞬时状态下由在图11中所示的多电平逆变器的三个H桥多电平模块生成的输出电压VAB1、VAB2和VAB3的波形；

图13A示出了根据本发明的第一实施例的修改的、具有五个输出电平的H桥多电平支路的示意图；

图13B示出了根据本发明的第一实施例的修改的、具有九个输出电平的H桥多电平支路的示意图；

图14示出了根据本发明的第二实施例的多电平逆变器的示意图；

图15示出了用于由根据本发明的第二实施例的多电平逆变器提供多电平输出电压的方法的流程图；

图16A示出了由根据本发明的第二实施例的多电平逆变器的第一H桥多电平支路以及其H桥逆变器生成的电压的示意图；

图16B示出了由根据本发明的第二实施例的多电平逆变器的第二H桥多电平支路以及其H桥逆变器生成的电压的示意图；

图16C示出了由根据本发明的第二实施例的多电平逆变器生成的输出电压的示意图；

图17示出了根据本发明第三实施例的多电平逆变器的示意图；

图18示出了根据本发明的第四实施例的多电平逆变器的示意图；

图19示出了根据本发明的第五实施例的多电平逆变器的示意图；

图20示出了根据本发明的第二和第三实施例的修改的、在所述耦合电感器的k个绕组与所述多电平逆变器的k个H桥多电平支路之间的连接关系的示意图。

具体实施方式

将相对于具体实施例并参考特定附图来描述本发明，但是本发明不限于此，而是仅由权利要求限定。所描述的附图仅仅是示意性的，而非限制性的。在附图中，出于举例说明的目的，可以夸大某些元件的尺寸，并且这些元件并非按比例绘制。

如上文所提到的，本发明的发明人已经实施了大量实验，并且发现常规梯度放大器210中的不足归因于其中利用的两电平逆变器，两电平逆变器具有大的输出电压变化，并且继而导致常规梯度放大器210生成丰富的高频谐波。

具体而言，图4A示出了在电流稳定状态下由常规两电平逆变器300的两个半桥支路输出的电压VA、VB以及由常规两电平逆变器300输出的电压VAB的示意图，其中，例如，V_总线被选为450v。如在图4A中所示，在电流稳定状态下由常规两电平逆变器300的第一和第二半桥支路310、320输出的电压VA、VB(分别由401和402表示)中的每个具有两个输出电平0v和V_总线，并且在电流稳定状态下由常规两电平逆变器300输出的电压VAB(由403表示)也具有两个输出电平0v和V_总线，并且在每个时段内包括两个电压脉冲。

此外，图4B示出了在电流瞬时状态下由常规两电平逆变器300输出的电压VAB的示意图，其中，例如，V_总线被选为450v。如在图4B中所示，在电流瞬时状态下由常规两电平逆变器300输出的电压VAB(由404表示)具有两个输出电平0v和V_总线，并且在每个时段内包括两个电压脉冲。

如从图4A和图4B能够看到的，由常规两电平逆变器300输出的电压VAB在每次转换中从0v切换至V_总线或反之，即，由常规两电平逆变器300输出的电压VAB每次改变V_总线的量，并且由此常规两电平逆变器300的输出电压具有大的变化量(在该范例中为450v-0v＝450v)。相应地，由常规两电平逆变器300形成的梯度放大器210的输出电压也具有大的变化，其导致由梯度放大器210生成丰富的高频谐波。

相应地，鉴于本发明人的见地，本发明提供了一种多电平逆变器，其具有等于两个或超过两个的输出电平，并且由此与由(一个或多个)常规两电平逆变器形成的现有梯度放大器相比具有更低的输出电压变化，并且由此能够解决在现有梯度放大器中由大的输出电压变化所导致的问题。

在下文中将结合附图详细描述本发明的各种实施例。

第一实施例

图5示出了根据本发明的第一实施例的H桥多电平模块50的示意图。如在图5中所示，H桥多电平模块50可以包括H桥多电平支路A 510和H桥多电平支路B 540，其中，H桥多电平支路A 510和H桥多电平支路B 540被并联连接至具有电压V_总线的直流电源580。在第一实施例中，例如，V_总线被选择为450v。然而，本领域技术人员容易想到V_总线可以根据需要具有其他值。

H桥多电平支路A 510可以包括第一逆变器支路512、第二逆变器支路514和耦合电感器516。如本领域技术人员将认识到的，具有多个绕组的任何电感器或变压器均被称为耦合电感器。

第一逆变器支路512和第二逆变器支路514被并联连接至直流电源580。第一逆变器支路512是由高压侧开关QAH1_A1和低压侧开关QAL1_A1形成的半桥支路，并且开关QAH1_A1和QAL1_A1被串联耦合。

第二逆变器支路514是由高压侧开关QAH1_A2和低压侧开关QAL1_A2形成的半桥支路，并且开关QAH1_A2和QAL1_A2被串联耦合。

如在图6中所示，耦合电感器516可以包括缠绕磁芯的初级绕组p和次级绕组s。初级绕组p和次级绕组s被串联耦合并且具有接头节点A。流经接头节点A的电流icm是流经耦合电感器516的初级绕组p的电流icm1和流经耦合电感器516的次级绕组s的电流icm2的和。由于耦合电感器516的初级绕组p和次级绕组s被串联耦合，因而如果电流icm1与电流icm2相同，那么由电流icm1和电流icm2创建的磁通将相互抵消，并且由此耦合电感器516将起着电阻器的作用。

返回参照图5，第一逆变器支路512的高压侧开关QAH_A1与低压侧开关QAL1_A1之间的节点A1被连接至耦合电感器516的初级绕组p，并且位于第二逆变器支路514的高压侧开关QAH1_A2与低压侧开关QAL1_A2之间的节点A2被连接至耦合电感器516的次级绕组s。耦合电感器516的接头节点A形成H桥多电平支路A 510的输出端子。

类似地，H桥多电平支路B 540可以包括第一逆变器支路542、第二逆变器支路544和耦合电感器546。

第一逆变器支路542和第二逆变器支路544被并联连接至直流电源580。第一逆变器支路542是由高压侧开关QBH1_B1和低压侧开关QBL1_B1形成的半桥支路，并且开关QBH1_B1和QBL1_B1被串联耦合。

第二逆变器支路544是由高压侧开关QBH1_B2和低压侧开关QBL1_B2形成的半桥支路，并且开关QBH1_B2和QBL1_B2被串联耦合。

与耦合电感器516相同的耦合电感器546可以包括串联耦合的初级绕组和次级绕组，并且具有初级绕组和次级绕组的接头节点B。位于第一逆变器支路542的开关QBH1_B1与QBL1_B1之间的节点B1被连接至耦合电感器546的初级绕组，并且位于第二逆变器支路544的开关QBH1_B2与QBL1_B2之间的节点B2被连接至耦合电感器546的次级绕组。接头节点B可以形成H桥多电平支路B 540的输出端子。

H桥多电平支路A 510和H桥多电平支路B 540的输出端子形成H桥多电平模块50的输出端子。开关QAH1_A1、QAL1_A1、QAH1_A2、QAL1_A2、QBH1_B1、QBL1_B1、QBH1_B2、QBL1_B2中的每个是由功率晶体管(例如，绝缘栅双极晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、闸流晶体管等)和二极管形成的，并且开关QAH1_A1、QAL1_A1、QAH1_A2、QAL1_A2、QBH1_B1、QBL1_B1、QBH1_B2、QBL1_B2可以具有相同的电压和电流额定值。

图7示出了根据本发明的第一实施例的多电平逆变器70的示意图。如在图7中所示，多电平逆变器70可以包括上文所描述的一个H桥多电平模块50，其中，所述H桥多电平模块50被连接至具有电压V_总线的直流电源78。如在图7中所示，多电平逆变器70经由EMI滤波器220被连接至梯度线圈230。

在下文中，将结合图8解释H桥多电平模块50的原理，即，利用所述多电平逆变器提供多电平输出电压的方法，图8示出了用于通过根据本发明的第一实施例的多电平逆变器70提供多电平输出电压的方法800的流程图。

如在图8中所示的，在步骤S802处，在对用于第一逆变器支路512的高压侧开关QAH1_A1和低压侧开关QAL1_A1的驱动信号进行调制从而使得用于这两个开关的驱动信号互补的条件下，多电平逆变器70中的H桥多电平模块50的第一逆变器支路512在第一逆变器支路512的节点A1处生成电压VA1。电压VA1被输入到多电平逆变器70的H桥多电平模块50的耦合电感器516的初级绕组中。如在图9A中所示，由901表示的电压VA1具有两个输出电平0v和V_总线，其中，如上文所述，例如，V_总线为450v。

在步骤S804处，在对用于第二逆变器支路514的高压侧开关QAH1_A2和低压侧开关QAL1_A2的驱动信号进行调制从而使得用于这两个开关的驱动信号互补的条件下，第二逆变器支路514在第二逆变器支路514的节点A2处生成电压VA2。电压VA2被输入到多电平逆变器70的H桥多电平模块50的耦合电感器516的次级绕组中。如在图9A中所示，由902表示的电压VA2具有两个输出电平0v和V_总线。由于用于高压侧开关QAH1_A2的驱动信号相对于用于高压侧开关QAH_A1的驱动信号具有θ相移，因而电压VA2相对于电压VA1具有θ相移。

在步骤S806处，多电平逆变器70中的H桥多电平模块50的H桥多电平支路A 510在节点A处基于电压VA1和VA2来生成电压VA。在该实施例中，耦合电感器516的初级绕组和次级绕组的匝数比为1:1，并且由此根据方程1来计算电压VA。

VA＝(VA1+VA2)/2 (方程1)

由于电压VA2相对于电压VA1具有θ相移，因而由903表示的电压VA具有三个电平0v、1/2V_总线和V_总线，如在图9A中所示的。

在步骤S808处，在如下条件下，多电平逆变器70中的H桥多电平模块50的第一逆变器支路542在第一逆变器支路542的节点B1处生成电压VB1：对用于第一逆变器支路542的高压侧开关QBH1_B1和低压侧开关QBL1_B1的驱动信号进行调制从而使得用于这两个开关的驱动信号互补、用于低压侧开关QBL1_B1的驱动信号与用于高压侧开关QAH1_A1的驱动信号具有相同占空比、并且用于低压侧开关QBL1_B1的驱动信号相对于用于高压侧开关QAH1_A1的驱动信号具有180°相移。电压VB1被输入到多电平逆变器70中的H桥多电平模块50的耦合电感器546的初级绕组中。如在图9B中所示，由904表示的电压VB1具有两个输出电平0v和V_总线，其中，如上文所述，例如，V_总线为450v。

在步骤S810处，在如下条件下，多电平逆变器70中的H桥多电平模块50的第二逆变器支路544在第二逆变器支路544的节点B2处生成电压VB2：对用于第二逆变器支路544的高压侧开关QBH1_B2和低压侧开关QBL1_B2的驱动信号进行调制从而使得用于这两个开关的驱动信号互补、用于低压侧开关QBH1_B2的驱动信号与用于低压侧开关QBH1_B1的驱动信号具有相同占空比、并且用于低压侧开关QBH1_B2的驱动信号相对于用于低压侧开关QBH1_B1的驱动信号具有θ相移。电压VB2被输入到多电平逆变器70中的H桥多电平模块50的耦合电感器546的次级绕组中。如在图9B中所示，由905表示的电压VB2具有两个输出电平0v和V_总线。由于用于高压侧开关QBH1_B2的驱动信号相对于用于高压侧开关QBH_B1的驱动信号具有θ相移，因而电压VB2相对于电压VB1具有θ相移。

在步骤S812处，多电平逆变器70中的H桥多电平模块50的H桥多电平支路B 540通过使用电压VB1和VB2在节点B处生成电压VB。在该实施例中，耦合电感器546的初级绕组和次级绕组的匝数比为1:1，并且由此根据方程2来计算电压VB。

VB＝(VB1+VB2)/2 (方程2)

由于电压VB2相对于电压VB1具有θ相移，因而由906表示的电压VB具有三个输出电平0v、1/2V_总线和V_总线，如在图9B中所示的。

在步骤S814处，多电平逆变器70中的H桥多电平模块50生成输出电压VAB，其是由H桥多电平模块50的H桥多电平支路A 510和H桥多电平支路B 540生成的电压VA与VB之间的差。

在该实施例中，针对电流稳定状态而选择的高压侧开关QAH1_A1的驱动信号的占空比与针对电流瞬时状态而选择的高压侧开关QAH1_A1的驱动信号的占空比是不同的。因此，在电流稳定状态下由H桥多电平模块50生成的输出电压VAB(由1001表示)具有两个输出电平0v和1/2V_总线，并且在每周期内包括四个电压脉冲，如在图10A中所示的，而在电流瞬时状态下由H桥多电平模块50生成的输出电压VAB(由1002表示)具有三个电平0v、1/2V_总线和V_总线，并且在每周期内包括两个电压脉冲，如在图10B中所示的。

由于多电平逆变器70在该实施例中包括一个H桥多电平模块50，因而由多电平逆变器70的H桥多电平模块50生成的输出电压VAB是多电平逆变器70的输出电压VAB。

如从上文的描述能够看到的，电压VA1与VA2之间以及电压VB1与VB2之间的θ相移导致第一实施例中的电压VA和VB中的每个具有三个输出电平0v、1/2V_总线和V_总线，并且具有三个输出电平0v、1/2V_总线和V_总线的电压VA和VB导致在电流稳定状态下由多电平逆变器70输出的输出电压VAB在每次转换中在0v与1/2V_总线之间切换，并且在电流瞬时状态下由多电平逆变器70输出的输出电压VAB在每次转换中在0v与1/2V_总线之间或者在1/2V_总线与V_总线之间切换，如在图10B中所示的。

因而，由多电平逆变器70输出的输出电压VAB在每次转换当中改变1/2V_总线的量，并且因此与现有的梯度放大器相比具有更低的输出电压变化。由于由多电平逆变器70输出的输出电压VAB具有更低的输出电压变化，由多电平逆变器70生成更少的高频谐波，并且因此，用于使由多电平逆变器70生成的高频谐波衰减的EMI滤波器220可以使用具有更低电阻值的阻尼电阻器、具有低电容值的电容器以及具有更低电感值的电感器，其可以改善EMI滤波器220的滤波器效率，而不影响总的系统控制带宽。此外，多电平逆变器70的输出电压的较低的变化将使由杂散电容C_杂散导致的共模电流低得多，其导致更加易于获得稳定。此外，多电平逆变器70的输出电压的更低的变化还将获得梯度线圈230的降低的电流纹波。

另外，在电流稳定状态下由多电平逆变器70生成的输出电压VAB在每周期内包括四个电压脉冲，并且由现有梯度放大器的每个两电平逆变器输出的输出电压VAB在每周期内包括两个电压脉冲，如在图3B中所示的，因而在电流稳定状态下多电平逆变器70的等价切换频率是现有梯度放大器的每个两电平逆变器的两倍，并且因此，与现有梯度放大器相比，多电平逆变器70在电流稳定状态下将进一步提供更小的电流纹波。

应当理解，在第一实施例中，多电平逆变器70仅包括一个H桥多电平模块50，但是多电平逆变器70也可以在需要时包括多个级联H桥多电平模块50。图11示出了根据第一实施例的修改的、包括三个级联H桥多电平模块50的多级逆变器70的示意图。

当多电平逆变器70包括多个级联H桥多电平模块50时，包括在多电平逆变器70中的开关受到调制，使得由多电平逆变器70的每个H桥多电平模块生成的电压相对于由多电平逆变器70的相邻H桥多电平模块生成的电压具有360°/n相移(n是多电平逆变器70中包含的级联H桥多电平模块50的数量)。图12示出了在电流稳定状态下在图11中所示的多电平逆变器70的三个级联H桥多电平模块50生成的电压的示意图，其中，1201、1202和1203分别表示三个级联H桥多电平模块50生成的电压VAB1、VAB2、VAB3。

多电平逆变器70的任何两个相邻H桥多电平模块50之间的360°/n相移将导致由多电平逆变器70的H桥多电平模块50生成的电压脉冲被均匀地分布到由多电平逆变器70生成的输出电压VAB中。因此，由多电平逆变器70生成的输出电压VAB将在每周期内包含更多的电压脉冲，其导致多电平逆变器70提供更大的等价切换频率，并且因此能够降低梯度线圈230的电流纹波。

应当理解，在第一实施例中，耦合电感器516、546中的每个的初级和次级绕组的匝数比为1:1，但是耦合516、546中的每个的初级和次级绕组的匝数比也可以是n1:n2，其中，n1和n2是彼此不同的整数。在这种情况下，根据如下方程来计算电压VA和VB：

VA＝(VA1*n1+VA2*n2)/(n1+n2)和VB＝(VB1*n1+VB2*n2)/(n1+n2)。

应当理解，在第一实施例中，H桥多电平模块50的H桥多电平支路A510和H桥多电平支路B 540中的每个是具有三个输出电平(0v、1/2V_总线和V_总线)的H桥多电平支路，但是H桥多电平模块50的H桥多电平支路A 510和H桥多电平支路B 540中的每个也可以是具有2^m+1个输出电平的H桥多电平支路，以提供低得多的输出电压变化，其中，m是等于或大于2的整数。

当H桥多电平模块50的H桥多电平支路A 510和H桥多电平支路B 540中的每个是具有2^m+1个输出电平的H桥多电平支路时，以如下方式配置具有2^m+1个输出电平的H桥多电平支路：首先通过与耦合电感器516相同的耦合电感器使具有三个输出电平的两个H桥多电平支路并联耦合，将具有三个输出电平的H桥多电平支路扩展为具有五个输出电平的H桥多电平支路，之后通过与耦合电感器516相同的耦合电感器使具有五个输出电平的两个H桥多电平支路并联耦合，将具有五个输出电平的H桥多电平支路扩展为具有九个输出电平的H桥多电平支路，……，并且最后通过与耦合电感器516相同的耦合电感器使具有2^m-1+1个输出电平的两个H桥多电平支路并联耦合，将具有2^m-1+1个输出电平的H桥多电平支路扩展为具有2^m+1个输出电平的H桥多电平支路。图13A和图13B分别示出了具有五个输出电平的H桥多电平支路和具有九个输出电平的H桥多电平支路的示意图，其中，132和134中的每个表示具有三个输出电平的H桥多电平支路，并且136和138中的每个表示具有五个输出电平的H桥多电平支路。

第二实施例

图14示出了根据本发明的第二实施例的多电平逆变器1400的示意图。如在图14中所示的，多电平逆变器1400可以包括耦合电感器1320、第一H桥多电平支路1340和第二H桥多电平支路1360。第一H桥多电平支路1340和第二H桥多电平支路1360通过耦合电感器1320并联耦合。

与耦合电感器516相同的耦合电感器1320可以包括串联耦合的初级绕组和次级绕组，并且具有所述初级绕组和所述次级绕组的接头节点A。耦合电感器1320的接头节点A形成多电平逆变器1400的输出端子，以向梯度线圈230提供多电平输出电压Vm。第一H桥多电平支路1340的一侧和第二H桥多电平支路1360的一侧被分别连接至耦合电感器1320的初级绕组和次级绕组，并且第一H桥多电平支路1340的另一侧和第二H桥多电平支路1360的另一侧的接头节点形成多电平逆变器1400的另一输出端子。

第一H桥多电平支路1340可以包括三个级联H桥逆变器1342、1344、1346。

H桥逆变器1342可以包括并联连接至直流电源U1的第一半桥支路F11和第二半桥支路F12。第一半桥支路F11可以包括串联耦合的高压侧开关QHA1和低压侧开关QLA1。第二半桥支路F12可以包括串联耦合的高压侧开关QHB1和低压侧开关QLB1。用于这些开关的驱动信号受到调制，从而使得用于开关QHA1的驱动信号和用于开关QLA1的驱动信号是互补的，使得用于开关QHB1的驱动信号和用于开关QLB1的驱动信号是互补的，使得用于开关QHA1的驱动信号与用于开关QLB1的驱动信号具有相同的占空比，使得用于开关QLB1的驱动信号相对于用于开关QHA1的驱动信号具有180°相移。

类似地，H桥逆变器1344可以包括第一半桥支路F21和第二半桥支路F22，第一半桥支路F21包括串联耦合的高压侧开关QHA2和低压侧开关QLA2，第二半桥支路F22包括串联耦合的高压侧开关QHB2和低压侧开关QLB2，其中，支路F21和支路F22被并联连接至直流电源U2，并且用于开关QHA2、QLA2、QHB2、QLB2的驱动信号与用于开关QHA1、QLA1、QHB1、QLB1的驱动信号类似，只是用于开关QHA2的驱动信号相对于用于开关QHA1的驱动信号具有Θ相移。H桥逆变器1346可以包括第一半桥支路F31和第二半桥支路F32，第一半桥支路F31包括串联耦合的高压侧开关QHA3和低压侧开关QLA3，第二半桥支路F32包括串联耦合的高压侧开关QHB3和低压侧开关QLB3，其中，支路F31和支路F32被并联连接至直流电源U3，并且用于开关QHA3、QLA3、QHB3、QLB3的驱动信号与用于开关QHA2、QLA2、QHB2、QLB2的驱动信号类似，只是用于开关QHA2的驱动信号相对于用于开关QHA2的驱动信号具有Θ相移。

第二H桥多电平支路1360可以包括三个级联H桥逆变器1362、1364、1366。

H桥逆变器1362可以包括第一半桥支路F41和第二半桥支路F42，第一半桥支路F41包括串联耦合的高压侧开关QHA4和低压侧开关QLA4，第二半桥支路F42包括串联耦合的高压侧开关QHB4和低压侧开关QLB4，其中，支路F41和支路F42被并联连接至直流电源U4，并且用于开关QHA4、QLA4、QHB4、QLB4的驱动信号与用于开关QHA1、QLA1、QHB1、QLB1的驱动信号类似，只是用于开关QHA4的驱动信号相对于用于开关QHA1的驱动信号具有Ψ相移。

H桥逆变器1364可以包括第一半桥支路F51和第二半桥支路F52，第一半桥支路F51包括串联耦合的高压侧开关QHA5和低压侧开关QLA5，第二半桥支路F52包括串联耦合的高压侧开关QHB5和低压侧开关QLB5，其中，支路F51和支路F52被并联连接至直流电源U5，并且用于开关QHA5、QLA5、QHB5、QLB5的驱动信号与用于开关QHA2、QLA2、QHB2、QLB2的驱动信号类似，只是用于开关QHA5的驱动信号相对于用于开关QHA2的驱动信号具有Ψ相移。

H桥逆变器1366可以包括第一半桥支路F61和第二半桥支路F62，第一半桥支路F61包括串联耦合的高压侧开关QHA6和低压侧开关QLA6，第二半桥支路F62包括串联耦合的高压侧开关QHB6和低压侧开关QLB6构成的，其中，支路F61和支路F62被并联连接至直流电源U6，并且用于开关QHA6、QLA6、QHB6、QLB6的驱动信号与用于开关QHA3、QLA3、QHB3、QLB3的驱动信号类似，只是用于开关QHA6的驱动信号相对于用于开关QHA3的驱动信号具有Ψ相移。

驱动信号之间的Θ相移和Ψ相移导致在由H桥逆变器1342、1344生成的输出电压之间、由H桥逆变器1344、1346生成的输出电压之间、由H桥逆变器1362、1364生成的输出电压之间、以及由H桥逆变器1364、1366生成的输出电压之间存在Θ相移，并且在由H桥逆变器1342、1362生成的输出电压之间、由H桥逆变器1344、1364生成的输出电压之间、以及由H桥逆变器1346、1366生成的输出电压之间存在Ψ相移。换言之，H桥逆变器1342、1344和1346中的开关的调制相对于H桥逆变器1362、1364和1366中的开关的调制具有相移。该相移导致输出V1和V2的电压之间的相移。就根据该调制方案提供给耦合电感器1320的输出电压V1和V2而言，输出信号Vm的纹波频率与堆叠的H桥逆变器的数量(例如，在图14的实施例中为3个堆叠的H桥逆变器)相乘，将更详细地对此进行描述。此外，本领域技术人员应当理解，输出信号Vm的切换电平的数量以等于堆叠的H桥逆变器的数量的因子增加，因为输出电压V1和V2的电平与堆叠的H桥逆变器的数量相关联。

此外，直流电源U1、U2、U3、U4、U5、U6具有相同的电压V_总线。

与第一实施例中的使用六个耦合电感器的多电平逆变器70相比，第二实施例中的多电平逆变器1400仅使用一个耦合电感器。因此，相对于第一实施例的多电平逆变器70，第二实施例的多电平逆变器1400具有更低的成本并且更加紧凑。

图15示出了通过根据本发明的第二实施例的多电平逆变器1400提供多电平输出电压的方法的流程图。将结合图14详细解释图15的方法。

如在图15中所示的，在步骤S1500处，在如下条件下，多电平逆变器1400的第一H桥多电平支路1340生成具有多个输出电平的电压V1：在第一H桥多电平支路1340中包含的开关受到调制，从而使得用于开关QHA1的驱动信号和用于开关QLA1的驱动信号互补；用于开关QHB1的驱动信号和用于开关QLB1的驱动信号互补；用于开关QHA1的驱动信号与用于开关QLB1的驱动信号具有相同占空比；并且用于开关QLB1的驱动信号相对于用于开关QHA1的驱动信号具有180°相移；用于开关QHA2的驱动信号与用于开关QLA2的驱动信号互补；用于开关QHB2的驱动信号与用于开关QLB2的驱动信号互补；用于开关QHA2的驱动信号与用于开关QLB2的驱动信号具有相同的占空比；并且用于开关QLB2的驱动信号相对于用于开关QHA2的驱动信号具有180°相移；用于开关QHA3的驱动信号与用于开关QLA3的驱动信号互补；用于开关QHB3的驱动信号与用于开关QLB3的驱动信号互补；用于开关QHA3的驱动信号与用于开关QLB3的驱动信号具有相同的占空比；并且用于开关QLB3的驱动信号相对于用于开关QHA3的驱动信号具有180°相移；并且在用于开关QHA1、QHA2的驱动信号之间以及在用于开关QHA2、QHA3的驱动信号之间存在Θ相移。电压V1被输入到耦合电感器1320的初级绕组中。在图16A中示出了由第一H桥多电平支路1340以及其H桥逆变器生成的电压的范例，其中，T表示一个周期，分别通过1601、1602、1603和1604表示的电压V1、V11、V12、V13分别是由第一H桥多电平支路1340和H桥逆变器1342、1344、1346输出的，并且假设V_总线为450v。

在步骤S1502处，在如下条件下，多电平逆变器1400的第二H桥多电平支路1360生成具有多个输出电平的电压V2：在第二H桥多电平支路1360中包含的开关受到调制，从而使得用于开关QHA1、QHA4的驱动信号之间、用于开关QHA2、QHA5的驱动信号之间、以及用于开关QHA3、QHA6的驱动信号之间存在Ψ相移；用于开关QHA4的驱动信号与用于开关QLA4的驱动信号互补；用于开关QHB4的驱动信号与用于开关QLB4的驱动信号互补；用于开关QHA4的驱动信号与用于开关QLB4的驱动信号具有相同的占空比；并且用于开关QLB4的驱动信号相对于用于开关QHA4的驱动信号具有180°相移；用于开关QHA5的驱动信号与用于开关QLA5的驱动信号互补；用于开关QHB5的驱动信号与用于开关QLB5的驱动信号互补；用于开关QHA5的驱动信号与用于开关QLB5的驱动信号具有相同的占空比；并且用于开关QLB5的驱动信号相对于用于开关QHA5的驱动信号具有180°相移；用于开关QHA6的驱动信号与用于开关QLA6的驱动信号互补；用于开关QHB6的驱动信号与用于开关QLB6的驱动信号互补；用于开关QHA6的驱动信号与用于开关QLB6的驱动信号具有相同的占空比；并且用于开关QLB6的驱动信号相对于用于开关QHA6的驱动信号具有180°相移；在用于开关QHA1、QHA4的驱动信号之间、在用于开关QHA2、QHA5的驱动信号之间、以及在用于用于开关QHA3、QHA6的驱动信号之间存在Ψ相移。电压V2被输入到耦合电感器1320的次级绕组中。由于在用于开关QHA1、QHA4的驱动信号之间、在用于开关QHA2、QHA5的驱动信号之间、以及在用于开关QHA3、QHA6的驱动信号之间存在Ψ相移，因而电压V2相对于电压V1具有Ψ相移。

在图16B中示出了由第二H桥多电平支路1360以及其H桥逆变器生成的电压的范例，其中，T表示一个周期，分别由1605、1606、1607、1608表示的电压V2、V21、V22、V23分别是由第二H桥多电平支路1360以及H桥逆变器1362、1364、1366输出的，并且假设V_总线为450v。

在步骤S1504处，多电平逆变器1400根据电压V1和电压V2生成输出电压Vm。在第二实施例中，耦合电感器1320的初级绕组和次级绕组的匝数比为1:1，并且由此根据方程3来计算电压Vm。

Vm＝(V1+V2)/2 (方程3)

在图16C中示出了由多电平逆变器1400生成的输出电压Vm的范例，其中，电压Vm由1609表示。

如从图16C能够看到的，在每次转换中由多电平逆变器1400生成的输出电压Vm在0v与1/2V_总线(225v)之间切换，并且因此，在每次转换中，由多电平逆变器1400生成的输出电压Vm改变1/2V_总线。因此，与现有的梯度放大器相比，多电平逆变器1400具有较低的输出电压变化。

此外，如从第二实施例中公开的内容能够看出，由多电平逆变器1400的第一H桥多电平支路1340的三个级联H桥逆变器1342、1344、1346生成的输出电压V11、V12、V13以及由多电平逆变器1400的第二H桥多电平支路1360的三个级联H桥逆变器逆变器1362、1364、1366生成的输出电压V21、V22、V23借助于耦合电感器1320来连接，并且被调制为具有Θ相移和Ψ相移。因此，调制方案和耦合电感器1320的组合导致由多电平逆变器1400生成的输出电压Vm在每周期内包括十二个电压脉冲，如在图16C中所示的，而H桥逆变器1342、1344、1346、1362、1364、1366中的每个仅在每个周期内包括两个电压脉冲，如在图16A和图16B中所示的，并且因此，多电平逆变器1400的输出电压Vm的纹波频率是由每个H桥逆变器生成的输出电压的纹波频率的六倍，并且多电平逆变器1400的切换频率是每个H桥逆变器的切换频率的六倍。由于多电平逆变器1400包括六个级联H桥逆变器，因而调制方案与耦合电感器1320的组合导致多电平逆变器1400的输出电压的纹波频率被乘以在多电平逆变器1400中包含的级联H桥逆变器的数量。

第三实施例

图17示出了根据本发明第三实施例的多电平逆变器1700的示意图。如在图17中所示的，第三实施例的多电平逆变器1700与第二实施例的多电平逆变器1400的不同在于：H桥逆变器1342和1362两者均被连接至单个直流电源U1(亦即，H桥逆变器1342和1362是受到供电的H桥逆变器)，并且第一H桥多电平支路1340的H桥逆变器1344、1346以及第二H桥多电平支路1360的H桥逆变器1364、1366均是浮置H桥逆变器。亦即，作为浮置H桥逆变器的H桥逆变器1344被连接至电容器Cdc1而不是直流电源U2，作为浮置H桥逆变器的H桥逆变器1346被连接至电容器Cdc2而不是直流电源U3，作为浮置H桥逆变器的H桥逆变器1364被连接至电容器Cdc3而不是直流电源U5，并且作为浮置H桥逆变器的H桥逆变器1366被连接至电容器Cdc4而不是直流电源U6。在PCT公布WO 2010/109399A1中详细描述了浮置H桥逆变器，在此通过引用将该申请全部公开内容并入本文。

与第二实施例中的多电平逆变器1400相比，第三实施例中的多电平逆变器1700可能需要更少的直流电源。此外，在多电平逆变器1700中的浮置H桥逆变器的引入为多电平逆变器1700的调制算法给出了额外的自由度，其能够被用于在启动时对多电平逆变器1700的浮置H桥逆变器的电容器充电，即使零电流流经梯度线圈230。

在本文中省略了对通过根据本发明的第三实施例的多电平逆变器1700提供多电平输出电压的方法的描述，因为其与上文描述的根据本发明的第二实施例的方法相同。

第四实施例

图18示出了根据本发明的第四实施例的多电平逆变器1800的示意图。如在图18中所示的，第四实施例中的多电平逆变器1800与第二实施例中的多电平逆变器1400的不同在于：多电平逆变器1800包括一组耦合电感器1322、1324而不是耦合电感器1320。耦合电感器1322、1324中的每个具有第二实施例的耦合电感器1320的一半阻抗，亦即，第二实施例的耦合电感器1320被划分成该组耦合电感器1322、1324。

与耦合电感器1320相同的该组耦合电感器1322、1324中的每个可以包括串联耦合的初级绕组和次级绕组，并且具有初级绕组和次级绕组的接头节点A。

如在图18中所示的，所述拆分的一组耦合电感器1322、1324被对称地耦合至第一和第二H桥多电平支路1340、1360的两侧。具体而言，第一H桥多电平支路1340被耦合在耦合电感器1322、1324的初级绕组之间，并且第二H桥多电平支路1360被耦合在耦合电感器1322、1324的次级绕组之间。耦合电感器1322、1324的接头节点A形成多电平逆变器1800的两个输出端子。

由于耦合电感器1322、1324被对称地布置在多电平逆变器1800中，因而多电平逆变器1800对于电流隔离要求和EMC兼容性有利。此外，如果两个电容器C1和C2分别被布置在梯度线圈230的两侧，那么能够通过使该组耦合电感器1322、1324与所述两个电容器C1、C2组合来形成二阶滤波器，其能够更加有效地使高频谐波衰减。

在本文中省略了用于通过根据本发明的第四实施例的多电平逆变器1800提供多电平输出电压的方法的描述，因为其与上文描述的根据本发明的第二实施例的方法相同。

第五实施例

图19示出了根据本发明的第五实施例的多电平逆变器1900的示意图。如在图19中所示的，第五实施例中的多电平逆变器1900与第四实施例中的多电平逆变器1800的不同在于：H桥逆变器1342和1362是受到供电的H桥逆变器，并且第一H桥多电平支路1340的H桥逆变器1344、1346和第二H桥多电平支路1360的H桥逆变器1364、1366是浮置H桥逆变器。

在本文中省略了用于通过根据本发明的第五实施例的多电平逆变器1900提供多电平输出电压的方法的描述，因为其与上文描述的根据本发明的第二实施例的方法相同。

修改

应当理解，在第二和第四实施例中，直流电源U1、U2、U3、U4、U5和U6具有相同的电压V_总线，但是本领域技术人员容易想到，直流电源U1、U2、U3、U4、U5、U6也可以具有彼此不同的电压。

应当理解，在第二、第三、第四和第五实施例中所描述的Θ相移和/或Ψ相移可以是恒定的或者可以是随着时间可变的。

应当理解，在第二、第三、第四和第五实施例中，在开关QHA1、QHA2的驱动信号之间、在开关QHA2、QHA3的驱动信号之间、在开关QHA4、QHA5的驱动信号之间、以及在开关QHA5、QHA6的驱动信号之间存在相同的Θ相移，但是这些相移也可以是互不相同的。

应当理解，在第二、第三、第四和第五实施例中，在开关QHA1、QHA4的驱动信号之间、在开关QHA2、QHA5的驱动信号之间、以及在开关QHA3、QHA6的驱动信号之间存在相同的Ψ相移，但是这些相移也可以是互不相同的。

应当理解，在第二、第三、第四和第五实施例中，第一H桥多电平支路1340和第二H桥多电平支路1360中的每个包括三个级联H桥逆变器，但是在第一H桥多电平支路1340和第二H桥多电平支路1360的每个中包含的H桥逆变器的数量也可以根据需要而小于或者大于三。

应当理解，在第二、第三、第四和第五实施例中，在第一H桥多电平支路1340中包含的H桥逆变器的数量与在第二H桥多电平支路1360中包含的H桥逆变器的数量相同，但是在第一H桥多电平支路1340中包含的H桥逆变器的数量也可以与在第二H桥多电平支路1360中包含的H桥逆变器的数量不同。

应当理解，在第三和第五实施例中的第一H桥多电平支路1340和第二H桥多电平支路1360中的每个包括一个加电H桥逆变器和两个浮置H桥逆变器，但是第一H桥多电平支路1340和第二H桥多电平支路1360中的每个也可以包括至少一个加电H桥逆变器和至少一个浮置H桥逆变器。

应当理解，在第二、第三、第四和第五实施例中，耦合电感器1320的初级绕组和次级绕组的匝数比是1:1，但是耦合电感器1320的初级绕组和次级绕组的匝数比也可以是n3:n4，其中，n3和n4是互不相同的整数。在这种情况下，根据如下方程来计算电压Vm：Vm＝(V1*n3+V2*n4)/(n3+n4)。

应当理解，在第二和第三实施例中，多电平逆变器包括两个H桥多电平支路1340、1360，但是所述多电平逆变器也可以包括k个H桥多电平支路T1、T2、T3、……、Tk，其中，k是大于2的整数。在所述多电平逆变器中包含的开关受到调制，从而使得由所述k个H桥多电平支路生成的电压相对于彼此具有相移，并且由在所述k个H桥多电平支路的每个中包含的H桥逆变器生成的电压也相对于彼此具有相移。在这种情况下，耦合电感器1320包括被连接在一起的K个绕组m1、m2、m3、……、mk，并具有所述K个绕组的接头节点A。在所述多电平逆变器中包含的所述k个H桥多电平支路T1、T2、T3、……、Tk中的每个被连接至所述耦合电感器1320的k个绕组m1、m2、m3、……、mk之一。图20示出了所述耦合电感器1320的k个绕组与所述多电平逆变器的k个H桥多电平支路之间的连接关系的示意图，其中，所述H桥多电平支路T1被耦合至耦合电感器1320的绕组m1，以提供输入电压V1，H桥多电平支路T2被耦合至耦合电感器1320的绕组m2，以提供输入电压V2，H桥多电平支路T3被耦合至耦合电感器1320的绕组m3，以提供输入电压V3、……，H桥多电平支路Tk被耦合至耦合电感器1320的绕组mk，以提供输入电压Vk，并且耦合电感器1320的接头节点A输出电压Vm，作为所述多电平逆变器的输出电压。显然，在多电平逆变器中包含的H桥多电平支路越多，在每个周期内多电平逆变器的输出电压中包含的电压脉冲就越多，其导致梯度线圈230具有更少的电流纹波。

应当理解，在第四和第五实施例中，多电平逆变器包括两个H桥多电平支路1340、1360，但是所述多电平逆变器也可以包括k个H桥多电平支路。在这种情况下，耦合电感器1322和1324中的每个包括被连接在一起的k个绕组并且具有所述k个绕组的接头节点A。在所述多电平逆变器中包含的所述k个H桥多电平支路中的每个被连接至耦合电感器1322的k个绕组之一与耦合电感器1324的k个绕组之一之间。在所述多电平逆变器中包含的开关受到调制，从而使得由所述k个H桥多电平支路生成的电压相对于彼此具有相移，并且由在所述k个H桥多电平支路的每个中包含的H桥逆变器所生成的电压相对于彼此具有相移。

尽管已经详细描述了作为范例的优选实施例，但是在考虑到本文中所公开的本发明的详细说明和实践的同时，本发明的其他实施例和修改对于本领域技术人员而言是显而易见的。所述的详细说明和范例只应当被看作是示例性的，可以设想所附权利要求将覆盖落在本发明的实际范围内的任何其他此列实施例或修改。

请注意，本发明中所示的方法的步骤不应局限于上文提及的步骤。对于相关领域技术人员而言，显然可以在脱离这些具体细节的其他范例中实践所主张保护的本发明的各个方面。

此外，本领域技术人员可以容易地理解，在列举了几个机构的设备权利要求中，可以通过同一件硬件实施这些机构中的几个。在互不相同的从属权利要求中列举特定手段的简单事实并不表示不能有利地使用这些手段的组合。

应当指出，上述实施例例示而非限制本发明，本领域的技术人员将能够设计替代实施例而不脱离所附权利要求的范围。在权利要求中，置于括号之间的任何附图标记都不应被解释为限制权利要求。“包括”一词不排除权利要求或描述当中未列举的元件或步骤的存在。元件前面的冠词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。在列举了几个单元的系统权利要求中，可以由同一件软件和/或硬件实施这些单元中的几个。第一、第二和第三等词语的使用不表示任何顺序排列。这些词语应当被解释为名称。