直流电源装置和空调机的制作方法

本发明涉及将交流电压变换为直流电压的直流电源装置和安装了该直流电源装置的空调机。

背景技术：

在电车、汽车、空调机等中安装有将交流电压变换为直流电压的直流电源装置。另外，通过逆变器将从直流电源装置输出的直流电压变换为预定频率的交流电压，向电动机等负载施加该交流电压。要求这样的直流电源装置提高电力变换效率来谋求节能。

例如，在专利文献1的0012段落中记载了“其特征在于，具备：整流单元，其将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；电抗器，其连接在上述交流电源和上述整流单元之间；平滑单元，其对从上述整流单元输出的上述直流电压进行平滑，并且并联连接负载；电源电压检测单元，其检测上述交流电压；直流电压检测单元，其检测上述平滑单元的两端的直流电压；控制单元，其接收由上述电源电压检测单元检测出的上述交流电压(以下称为“检测交流电压”)以及由上述直流电压检测单元检测出的上述直流电压(以下称为“检测直流电压”)，上述整流单元具备MOSFET来作为整流元件，上述控制单元根据上述检测交流电压和上述检测直流电压使上述MOSFET进行导通/关断动作，在检测出在内置于各个上述MOSFET中的寄生二极管中开始流过电流时，使该MOSFET进行导通动作，在检测出流过上述寄生二极管的电流停止时，使该MOSFET进行关断动作，在检测出在上述MOSFET的上述寄生二极管中开始流过电流后，开始根据上述检测交流电压、上述检测直流电压以及上述电抗器的电感计算累积值，在该累积值为0的情况下，判断为流过上述寄生二极管的电流停止”。

但是，对于直流电源装置，除了节能以外，从保护电子设备、配电设备和受电设备的观点出发，还要求降低高次谐波电流，为此必须改善电源功率因数。一般通过使一次电源侧短路而在电路中流过短路电流，来改善功率因数。但是， 如果短路次数是一次，则在负载大的区域中功率因数的改善不充分。

另外，为了改善电源功率因数，只是简单地在电路中流过短路电流是不够的，必须调整其流过定时等。

专利文献：日本特开2012-143154号公报

技术实现要素：

因此，本发明的课题在于，提供一种能够兼顾高效率并且抑制高次谐波电流的直流电源装置以及使用了该直流电源装置的空调机。

为了解决上述课题，在第一发明中，直流电源装置的特征在于，具备：整流电路，其具备第一开关元件、第二开关元件；电抗器，其设置在交流电源和上述整流电路之间；平滑电容器，其与上述整流电路的输出侧连接，使从上述整流电路施加的电压平滑化；控制部，其执行与上述交流电源的电压的极性同步地使上述第一开关元件和上述第二开关元件双向地进行开关从而使电流流过负载的同步整流控制，并且在上述交流电源的半周期期间重复多次地执行对上述交流电源使上述电抗器短路的电路短路控制。

在第二发明中，空调机的特征在于，具备权利要求1所述的直流电压装置。

在用于实施发明的方式中说明其他的单元。

根据本发明，能够提供可兼顾高效率并且抑制高次谐波电流的直流电源装置以及使用了该直流电源装置的空调机。

附图说明

图1是表示本实施方式的直流电源装置的概要结构图。

图2是表示在交流电源电压是正的极性的情况下进行了全波整流时流过电路的电流路径的图。

图3是表示在交流电源电压是负的极性的情况下进行了全波整流时流过电路的电流路径的图。

图4是表示全波整流时的电源电压、电路电流、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图5是表示在交流电源电压是正的极性的情况下将电路短路时流过电路的电流路径的图。

图6是表示在交流电源电压是负的极性的情况下将电路短路时流过电路的电流路径的图。

图7是流通了短路电流时的电源电压、电路电流、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图8是进行了高速开关的情况下的电源电压、电路电流、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图9是表示进行了高速开关的情况下的MOSFET的占空比的关系的图。

图10是表示在进行高速开关并考虑到空载时间的情况下的MOSFET的占空比的关系的图。

图11是表示进行了高速开关的情况下的交流电源电压和电路电流之间的关系的图。

图12是表示在交流电源电压是正极性的情况下考虑到由电抗器导致的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET的占空比的图。

图13是表示交流电源电压是正极性，并且对单方的MOSFET设置了空载时间的情况下流通电流相对于目标电流不足的情况的图。

图14是表示在交流电源电压是正极性时对双方的MOSFET设定了空载时间的情况的图。

图15是表示在交流电源电压是负极性时对双方的MOSFET设定了空载时间的情况的图。

图16是说明部分开关的概要的图。

图17是表示MOSFET的等价电路的图。

图18是本实施方式的空调机的室内机、室外机以及遥控器的正面图。

图19是说明与负载的大小对应地切换直流电源装置的动作模式和空调机的运转区域的情况的概要图。

图20是表示变形例的直流电源装置的概要的结构图。

具体实施方式

以后，参照各图详细说明用于实施本发明的方式。

图1是本实施方式的直流电源装置1的结构图。

如图1所示，直流电源装置1是将从交流电源VS供给的交流电源电压Vs变换为直流电压Vd，将该直流电压Vd输出到负载H(逆变器、电动机等)的变换器。直流电源装置1的输入侧与交流电源VS连接，输出侧与负载H连接。

直流电源装置1具备电抗器L1、平滑电容器C1、包含二极管D1、D2和MOSFET(Q1、Q2)以及分流电阻R1、R2的桥接整流电路10。直流电源装置1还具备增益控制部12、交流电压检测部13、过零判定部14、负载检测部15、升压比控制部16、直流电压检测部17、变换器控制部18。

对二极管D1、D2和MOSFET(Q1、Q2)进行桥连接。二极管D1的阳极与二极管D2的阴极连接，其连接点P1经由配线ha与交流电源VS的一端连接。

MOSFET(Q1)的源极经由分流电阻R1与MOSFET(Q2)的漏极连接。MOSFET(Q1)的源极和分流电阻R1的连接点P2经由配线hb与交流电源VS的一端连接。

二极管D2的阳极连接在与MOSFET(Q2)的源极连接的分流电阻R2上。

MOSFET(Q1)的漏极与二极管D1的阴极连接。

另外，二极管D1的阴极和MOSFET(Q1)的漏极经由配线hc与平滑电容器C1的正极和负载H的一端连接。进而，二极管D2的阴极经由配线hd与平滑电容器C1的负极和负载H的另一端连接，MOSFET(Q2)的源极经由分流电阻R2和配线hd与平滑电容器C1的负极和负载H的另一端连接。

电抗器L1被设置在配线ha上、即交流电源VS和桥接整流电路10之间。该电抗器L1积蓄从交流电源VS供给的电力来作为能量，并且释放该能量由此进行升压。

平滑电容器C1对经过二极管D1、MOSFET(Q1)而整流后的电压进行平滑化，使其成为直流电压Vd。该平滑电容器C1与桥接整流电路10的输出侧连接，正极侧与配线hc连接，负极侧与配线hd连接。

根据来自后述的变换器控制部18的指令，对作为开关元件的MOSFET(Q1、Q2)进行导通/关断控制。通过使用MOSFET(Q1、Q2)作为开关元件，能够高速地进行开关，并且通过使电流流过压降小的MOSFET，能够进行所谓的同步整流控制，可降低电路损失。

MOSFET(Q1)在其内部具备寄生二极管D11。同样地，MOSFET(Q2)在其内部具备寄生二极管D21。

通过作为该MOSFET(Q1、Q2)使用导通电阻小的超结MOSFET，能够进一步降低导通损失。在此，在MOSFET的寄生二极管中，在主动动作时产 生逆向恢复电流。特别是超结MOSFET的寄生二极管，存在逆向恢复电流比通常的MOSFET的寄生二极管大，开关损失大的问题。因此，通过使用逆向恢复时间(trr)小的MOSFET来作为MOSFET(Q1、Q2)，能够降低开关损失。

二极管D1、D2在主动动作时也不产生逆向恢复电流，因此理想的是选择其正向电压小的二极管。例如，通过使用普通的整流二极管、高耐压的肖特基势垒二极管，能够降低电路的导通损失。

分流电阻R1、R2(电流检测部)检测经由配线ha、hb流过的电流(负载)。但是，如后述的图19所示，也可以使用变压器作为电流检测部，或者还可以使用霍尔元件等。

增益控制部12具有控制根据电路电流有效值Is和直流电压升压比a决定的电流控制增益Kp的功能。这时通过将Kp×Is控制为预定值，能够将直流电压Vd从交流电源电压Vs升压至a倍。

交流电压检测部13检测从交流电源VS施加的交流电源电压Vs，与配线ha、hb连接。交流电压检测部13将其检测值输出到过零判定部14。

过零判定部14具有针对由交流电压检测部13检测的交流电源电压Vs的值，判定其正负是否进行了切换、即是否到达了过零点的功能。过零判定部14是检测交流电源电压Vs的极性的极性检测部。例如，过零判定部14在交流电源电压Vs为正的期间向变换器控制部18输出“1”的信号，在交流电源电压Vs为负的期间，向变换器控制部18输出“0”的信号。

负载检测部15例如由分流电阻构成，具有以下的功能：检测从交流电源VS流动的电流，由此检测向负载H供给的电流值(负荷)。此外，在负载H是电动机的情况下，也可以通过负载检测部15检测电动机的转速，根据该转速推定电流值(负荷)。负载检测部15将其检测值输出到升压比控制部16。

升压比控制部16根据负载检测部15的检测值，选择直流电压Vd的升压比a，将其选择结果输出到变换器控制部18。然后，变换器控制部18向MOSFET(Q1、Q2)输出驱动脉冲来进行开关控制从而将直流电压Vd升压到目标电压。

直流电压检测部17检测向平滑电容器C1施加的直流电压Vd，其正侧与配线hc连接，负侧与配线hd连接。直流电压检测部17将其检测值输出到变 换器控制部18。将直流电压检测部17的检测值用于判定向负载H施加的电压值是否达到了预定的目标值。

变换器控制部18例如是微型计算机(Microcomputer未图示)，读出存储在ROM(只读存储器)中的程序来将其在RAM(随机存取存储器)中展开，由CPU(中央处理单元)执行各种处理。变换器控制部18根据从电流检测部11或分流电阻R1、R2、增益控制部12、过零判定部14、升压比控制部16、以及直流电压检测部17输入的信息，控制MOSFET(Q1、Q2)的导通/关断。将在后面说明变换器控制部18执行的处理。

作为直流电源装置1的动作模式，考虑全波整流模式、部分开关模式、高速开关模式这三个模式。部分开关模式、高速开关模式是变换器进行主动动作的模式，是通过使桥接整流电路10流通短路电流而进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的模式。例如，以下，说明各模式下的直流电源装置1的动作。

例如，在逆变器、电动机等负载大的情况下，需要将直流电压Vd进行升压。另外，随着负载变大而流过直流电源装置1的电流变大，高次谐波电流也会增大。因此，在高负载的情况下，需要在部分开关模式或高速开关模式下进行升压，降低高次谐波电流、即改善电源输入的功率因数。

<全波整流动作>

为了实现本发明的主要目的即高效动作，与交流电源电压Vs的极性对应地对MOSFET(Q1、Q2)进行开关控制，由此进行同步整流控制。

图2是表示在交流电源电压Vs是正的极性的情况下进行了全波整流时流过电路的电流路径的图。

在图2中，在交流电源电压Vs为正的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电流。即按照交流电源VS→电抗器L1→二极管D1→平滑电容器C1→分流电阻R2→MOSFET(Q2)→交流电源VS的顺序流过电流。这时，MOSFET(Q1)是始终关断的状态，MOSFET(Q2)是始终导通的状态。在假设MOSFET(Q2)不是导通状态的情况下，电流流过MOSFET(Q2)的寄生二极管D21(参照图1)。但是，通常MOSFET的寄生二极管的特性差，因此会产生大的导通损失。因此，通过使MOSFET(Q2)导通，在MOSFET(Q2)的导通电阻的部分流过电流，能够谋求降低导通损失。这是所谓的同步整流控 制的原理。此外，作为MOSFET(Q2)的导通动作开始的定时，从交流电源电压Vs的极性从负切换为正的过零的定时开始进行。作为使MOSFET(Q2)关断的定时，是交流电源电压Vs的极性从正切换为负的定时。

图3是表示在交流电源电压Vs是负的极性的情况下进行了全波整流时流过电路的电流路径的图。

在图3中，在交流电源电压Vs为负的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电流。即按照交流电源VS→分流电阻R1→MOSFET(Q1)→平滑电容器C1→二极管D2→电抗器L1→交流电源VS的顺序流过电流。这时，MOSFET(Q2)是始终关断的状态，MOSFET(Q1)是始终导通的状态。此外，作为MOSFET(Q2)的导通动作开始的定时，从交流电源电压Vs的极性从正切换为负的过零的定时开始进行。作为使MOSFET(Q2)关断的定时，是交流电源电压Vs的极性从负切换为正的定时。

通过如以上那样使直流电源装置1动作，能够进行高效动作。

图4(a)～(d)是全波整流时的交流电源电压Vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图4(a)表示交流电源电压Vs的波形，图4(b)表示电路电流is的波形。图4(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图4(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图4(a)所示，交流电源电压Vs是大致正弦波状的波形。

如图4(c)所示，MOSFET(Q1)的驱动脉冲在交流电源电压Vs的极性为正时为L电平，在负时为H电平。

如图4(c)所示，MOSFET(Q2)的驱动脉冲与MOSFET(Q1)的驱动脉冲相比反转，在交流电源电压Vs的极性为正时为H电平，在负时为L电平。

如图4(b)所示，在交流电源电压Vs达到了预定振幅的情况下流过电路电流is。

以上是与电源电压的极性对应地进行电路短路动作的情况下的电流的流动、MOSFET(Q1、Q2)的开关动作。接着，说明高速开关动作。

<高速开关动作>

接着，说明进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的高速开关动作。

在该动作模式下，按照某开关频率对MOSFET(Q1、Q2)进行开关控制， 以使电路中流过短路电流，由此进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善。首先，说明使电路短路的情况下的动作。

在交流电源电压Vs为正的周期中进行了全波整流的情况下，电流的流动如图2所示那样，MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。这时，如图4(b)所示，电路电流is相对于电源电压失真。这是由于流过电流的定时只是在相对于交流电源电压Vs直流电压Vd小的情况以及电抗器L1的特性而产生的。

因此，通过多次使电路中流通短路电流，使电路电流接近正弦波，由此进行功率因数的改善，降低高次谐波电流。

图5是表示在电源电压是正的周期中使MOSFET(Q1)导通的情况下流过的短路电流isp的路径的图。

作为短路电流isp的路径，是交流电源VS→电抗器L1→二极管D1→MOSFET(Q1)→分流电阻R1→交流电源VS的顺序。这时，在电抗器L1中积蓄用以下的公式(1)表示的能量。通过向平滑电容器C1释放该能量，将直流电压Vd升压。

[公式1]

$W=\frac{1}{2}\&CenterDot;L1\&CenterDot;{I_{sp}}^2\mathrm{...}\left(1\right)$

交流电源电压Vs为负的周期中进行了全波整流的情况下的电流的流动如图5所示那样，MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。

图6是表示使MOSFET(Q2)导通而流过短路电流isp的情况下的路径的图。

作为电流的路径，是交流电源VS→MOSFET(Q2)→分流电阻R2→二极管D2→电抗器L1的顺序。这时，也如上述那样在电抗器L1中积蓄能量，通过该能量将直流电压Vd升压。

图7(a)～(d)是流通了短路电流的情况下的交流电源电压Vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图7(a)表示交流电源电压Vs的波形，图7(b)表示电路电流is的波形。图7(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图7(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图7(a)所示，交流电源电压Vs是大致正弦波状的波形。

如图7(c)所示，MOSFET(Q1)的驱动脉冲在交流电源电压Vs的极性为正时为L电平，并且在预定定时成为2次的H电平的脉冲。在交流电源电压Vs的极性为负时为H电平，并且在预定定时成为2次的L电平的脉冲。

如图7(c)所示，MOSFET(Q2)的驱动脉冲与MOSFET(Q1)的驱动脉冲相比反转。

如图7(b)所示，电路电流is在交流电源电压Vs为正极性、并且MOSFET(Q1)的驱动脉冲成为H电平时上升，在交流电源电压Vs为负极性、并且MOSFET(Q2)的驱动脉冲成为H电平时上升。由此，改善功率因数。

图8(a)～(d)是进行了高速开关的情况下的交流电源电压Vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图8(a)表示交流电源电压Vs的波形，图8(b)表示电路电流is的波形。图8(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图8(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图8(a)所示，交流电源电压Vs是大致正弦波状的波形。

如图8(c)所示，MOSFET(Q1)的驱动脉冲在交流电源电压Vs的极性为正时，成为与其大小对应的关断占空比(off duty)。在交流电源电压Vs的极性为负时，成为与其大小对应的导通占空比(on duty)。

如图8(c)所示，MOSFET(Q2)的驱动脉冲与MOSFET(Q1)的驱动脉冲相比反转，在交流电源电压Vs的极性为正时，成为与其大小对应的导通占空比(on duty)。在交流电源电压Vs的极性为负时，成为与其大小对应的关断占空比(off duty)。

如图8(b)所示，电路电流is为与交流电源电压Vs相同相位的正弦波状的波形。由此，与图7的情况相比，进一步改善功率因数。

在高速开关动作中，例如在电源电压为正的极性的情况下，在电路短路动作时，使MOSFET(Q1)为导通状态，使MOSFET(Q2)为关断状态，由此流通短路电流isp。接着，使MOSFET(Q1)为关断状态，使MOSFET(Q2)为导通状态。这样与短路动作的有无对应地切换MOSFET(Q1、Q2)的导通、关断是为了进行同步整流。为了单纯地进行高速开关动作，MOSFET(Q2)始终为关断状态，按照固定频率使MOSFET(Q1)进行开关动作即可。但是这时，如果在MOSFET(Q1)关断时MOSFET(Q2)也是关断状态，则电流 流过MOSFET(Q2)的寄生二极管D22。如上述那样，该寄生二极管的特性差，电压降大，因此导通损失会变大。因此，在本发明中，在MOSFET(Q1)关断时，使MOSFET(Q2)为导通状态来进行同步整流，由此降低导通损失。

可以用以下的公式(2)表示流过直流电源装置1的电路电流is(瞬时值)。

[公式2]

$i_s=\frac{\sqrt{2}\&CenterDot;V_s\&CenterDot;sin\left(\mathrm{\&omega;}t\right)}{K_p\&CenterDot;V_d}......\left(2\right)$

其中，is：电路电流瞬时值

Vs：电源电压有效值

Kp：电流控制增益

Vd：直流电压

并且，如果改写该公式(2)，则成为以下的公式(3)。

[公式3]

$K_p\&CenterDot;i_s=\frac{\sqrt{2}\&CenterDot;V_s\&CenterDot;sin\left(\mathrm{\&omega;}t\right)}{V_d}......\left(3\right)$

公式(4)表示电路电流is(瞬时值)和电路电流有效值Is之间的关系。

[公式4]

$i_s=\sqrt{2}\&CenterDot;I_s\&CenterDot;sin\left(\mathrm{\&omega;}t\right)......\left(4\right)$

其中，Is：电路电流有效值

如果将公式(3)变形后代入公式(4)，则成为以下的公式(5)。

[公式5]

$K_p=\frac{\sqrt{2}\&CenterDot;V_s\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)}{V_d\&times;\sqrt{2}\&CenterDot;I_s\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)}=\frac{V_s}{V_d}\&CenterDot;\frac{1}{I_s}=\frac{1}{a\&CenterDot;I_s}\mathrm{......}\left(5\right)$

如果将升压比的倒数设为右边，则成为以下的公式(6)。

[公式6]

$K_p\&CenterDot;I_s=\frac{1}{a}......\left(6\right)$

其中，Is：电路电流有效值

a：升压比

并且，可以如公式(7)那样表示MOSFET的占空比d。

[公式7]

$d=1-K_p\&CenterDot;\left|i_s\right|=1-\frac{\left|i_s\right|}{a\&CenterDot;I_s}......\left(7\right)$

根据以上所述，通过控制公式(6)所示的Kp×Is，能够升压为交流电源电压Vs的有效值的a倍，可以用公式(7)给出这时的MOSFET的占空比d(流通率)。

图9是表示电源电压半周期(正的极性)中的MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)的驱动脉冲的导通占空比的关系的图。图9的纵轴表示导通占空比，横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

虚线所示的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的导通占空比与交流电源电压Vs成正比。双点划线所示的MOSFET(Q1)的驱动脉冲的导通占空比是从1.0减去MOSFET(Q2)的驱动脉冲的导通占空比所得的结果。

在图9中，如公式(7)所示那样，电路电流is越大，为了流过短路电流进行开关动作的MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比d越小，相反，电路电流is越小MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比d越大。进行同步整流一侧的MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比d与MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比d成为相反的特性。

图10用实线追加了电源电压半周期(正的极性)中的考虑了空载时间的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的导通占空比。图10的纵轴表示导通占空比，横轴表示交流电源电压Vs的正极性的半周期的时间。

如果这样赋予预定的空载时间，则MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比减小该空载时间的量。

图11表示交流电源电压Vs的瞬时值vs和电路电流is(瞬时值)之间的关系。实线表示交流电源电压Vs的瞬时值vs，虚线表示电路电流is的瞬时值。 图11的横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

如图11所示，通过高速开关控制，交流电源电压Vs的瞬时值vs和电路电流is(瞬时值)双方都成为大致正弦波状，由此能够改善功率因数。

在以下的公式(8)中表示MOSFET(Q1)的占空比d_Q1。

[公式8]

d_Q1＝1-K_p·|i_s|……(8)

在以下的公式(9)中表示MOSFET(Q2)的占空比d_Q2。

[公式9]

d_Q2＝1-d_Q1……(9)

另外，当观察电源电压和电流之间的关系时，电路电流is被控制为正弦波状，因此是功率因数良好的状态。这假定了电抗器L1(参照图1)的电感小、相对于电源电压没有电流的相位延迟的状态。在假设电抗器L1的电感大，电流相位相对于电压相位延迟的情况下，考虑电流相位来设定占空比d即可。

图12是表示在交流电源电压Vs是正极性的情况下考虑到因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q1)的占空比的图。图12的纵轴表示MOSFET(Q1)的占空比，横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

实线表示不考虑因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q1)的占空比。虚线表示考虑到因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q1)的占空比。通过这样进行控制，即使在电抗器L1的电感大的情况下，也能够将电流控制为正弦波状。

在桥接整流电路10的控制中，在MOSFET(Q1)从导通切换为关断，MOSFET(Q2)从关断切换为导通的定时，需要设置空载时间。在MOSFET(Q1)从关断切换为导通，MOSFET(Q2)从导通切换为关断的定时也同样需要设置空载时间。在不设置空载时间的情况下，桥接整流电路10的直流输出侧上下短路，在最坏的情况下，直流电源装置1有可能损坏。

图13(a)～(c)是在交流电源电压Vs是正的周期的情况下对MOSFET(Q1、Q2)分别设置了空载时间的情况下的电路电流和MOSFET(Q1、Q2) 的驱动脉冲之间的关系的图。

图13(a)的电路电流的实线表示在对MOSFET(Q1)设置了空载时间的情况下流通的电流。电路电流的虚线表示目标值。

图13(b)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形。虚线是不考虑空载时间的情况，实线是考虑到空载时间的情况。周期T表示PWM周期，时间ton表示导通时间，时间toff表示关断时间。

图13(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形。图13(a)～(c)的横轴都表示通用的时间。时间td表示空载时间。

在图13(b)的t0的定时，本来在MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形中应该直到虚线所示的部分为止确保导通占空比。但是，通过在MOSFET(Q1)侧也设置空载时间，无法确保所设定的导通占空比。由此，如图13(a)所示，无法直到虚线所示的目标电流为止流过电流。

因此，无法将直流电压Vd升压到目标值。

例如，为了确保设为目标的空载时间，在交流电源电压Vs是正极性时，在考虑了MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)的空载时间的分担比的情况下，越是减小MOSFET(Q1)的分担比，则越是能够接近目标电流。即，理想的是使MOSFET(Q2)侧分担100％的空载时间，由此能够流通目标电流，即能够升压到设为目标的直流电压Vd为止。如果图示该内容，则成为图14那样的关系。

图14(a)、(b)是表示在交流电源电压Vs是正极性时对MOSFET(Q2)设置了空载时间的情况的图。图14(a)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲，图14(b)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲。

在此，使MOSFET(Q2)侧分担100％的空载时间，MOSFET(Q1)侧不分担空载时间。

如图14(a)那样，对MOSFET(Q1)的驱动脉冲设定了导通时间ton和关断时间toff。由此，能够使电路电流is接近目标电流。

如图14(b)那样，相对于MOSFET(Q1)的驱动脉冲，对MOSFET(Q2)的驱动脉冲设置了时间td的空载时间。由此，能够防止桥接整流电路10的直流输出侧的上下短路。

另外，同样在交流电源电压Vs是负极性时，使MOSFET(Q1)侧具有空 载时间，由此能够将直流电压Vd升压到目标值。如果图示其内容，则为图15那样的关系。

图15(a)、(b)是表示交流电源电压Vs是负极性时对MOSFET(Q1)设定了空载时间的情况的图。图15(a)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲，图15(b)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲。

在此，使MOSFET(Q1)侧分担100％的空载时间，MOSFET(Q2)不分担空载时间。

如图15(a)那样，相对于MOSFET(Q1)的驱动脉冲，对MOSFET(Q2)的驱动脉冲设置了时间td的空载时间。由此，能够防止桥接整流电路10的直流输出侧的上下短路。

如图15(b)那样，对MOSFET(Q2)的驱动脉冲设定了导通时间ton和关断时间toff。由此，能够使电路电流is接近目标电流。

以上，如果总结，则在本发明的直流电源装置1中，关于空载时间，在交流电源电压Vs是正的情况下，相对于MOSFET(Q2)侧的驱动脉冲的空载时间的分担而减小MOSFET(Q1)侧，理想的是对MOSFET(Q2)侧设定空载时间。在交流电源电压Vs是负的情况下，相对于MOSFET(Q1)的驱动脉冲的空载时间的分担而减小MOSFET(Q2)侧，理想的是对MOSFET(Q1)侧设定空载时间。

在如以上那样与交流电源电压Vs的极性相符地设定空载时间的情况下，如果表示MOSFET(Q1、Q2)的占空比、导通时间、关断时间的关系，则如下那样。

通过以下的公式(10)计算MOSFET(Q1)的导通时间t_{on_Q1}。在此，T是周期。

[公式10]

t_{on_Q1}＝T×d_Q1……(10)

通过以下的公式(11)计算MOSFET(Q1)的关断时间t_{off_Q1}。

[公式11]

t_{off_Q1}＝T×(1-d_Q1)……(11)

通过以下的公式(12)计算MOSFET(Q2)的导通时间t_{on_Q2}。在此，td是空载时间。

[公式12]

t_{on_Q2}＝t_{off_Q1}-2·t_d……(12)

通过以下的公式(13)计算MOSFET(Q2)的关断时间t_{off_Q2}。

[公式13]

t_{off_Q2}＝t_{on_Q1}+2·t_d……(13)

通过以下的公式(14)计算MOSFET(Q2)的占空比d_Q2。

[公式14]

$d_{Q2}=\frac{t_{on\_Q2}}{T}......\left(14\right)$

通过如以上那样设定空载时间，能够将直流电压Vd升压到目标值，同时可通过功率因数的改善来降低高次谐波电流。并且，在本发明的直流电源装置1中进行同步整流，因此还能够进行高效动作。

<部分开关动作>

如上述那样，能够通过进行高速开关动作将电路电流is形成为正弦波，能够确保高功率因数。但是，开关频率越大，则开关损失越大。

电路的输入越大，高次谐波电流也越是增大，因此难以满足特别高次的高次谐波电流的限制值，因此，输入电流越大越需要确保高功率因数。相反在输入小的情况下，高次谐波电流也变小，因此有时不需要超过需要地确保功率因数。即，换句话说，可以说通过与负载条件对应地在考虑效率的同时确保最佳的功率因数来降低高次谐波电流即可。

因此，在抑制开关损失的增大的同时改善功率因数的情况下，进行部分开关动作即可。

所谓部分开关动作不是如高速开关动作那样以预定频率使电路短路，而是通过在交流电源电压Vs的半周期中重复多次使桥接整流电路短路来进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的动作模式。与高速开关动作的情况相比，能够将开关损失降低MOSFET(Q1、Q2)的开关次数变小的量。以下使用图 16说明部分开关动作。

图16(a)～(d)是表示交流电源电压Vs为正的周期中的MOSFET(Q1)的驱动脉冲、交流电源电压Vs、电路电流is的关系的图。

图16(a)表示交流电源电压Vs，图16(b)表示电路电流is。图16(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲，图16(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲。

如图16(a)所示，交流电源电压Vs是大致正弦波状。

图16(b)的点划线将理想的电路电流is表示为大致正弦波状。这时，功率因数最为改善。

在此，例如在考虑理想电流上的点P1的情况下，将该点处的斜率设为di(P1)/dt。接着，将从电流为零的状态开始跨越时间ton1_Q1使MOSFET(Q1)导通时的电流的斜率设为di(ton1_Q1)/dt。并且，将跨越时间ton1_Q1导通后，跨越时间toff1_Q1关断的情况下的电流的斜率设为di(toff1_Q1)/dt。这时，进行控制使得di(ton1_Q1)/dt和di(toff1_Q1)/dt的平均值与点P1处的斜率di(P1)/dt相等。

接着，与点P1同样地，将点P2处的电流的斜率设为di(P2)/dt。然后，将跨越时间ton2_Q1使MOSFET(Q1)导通时的电流的斜率设为di(ton2_Q1)/dt，将跨越时间toff2_Q2关断的情况下的电流的斜率设为di(toff2_Q2)/dt。与点P1的情况同样地，使得di(ton2_Q1)/dt和di(toff2_Q1)/dt的平均值与点P2处的斜率di(P2)/dt相等。之后重复该处理。这时，MOSFET(Q1)的开关次数越多，越是能够近似理想的正弦波。

在图16(d)中，首先MOSFET(Q2)跨越时间ton1_Q2为导通，然后跨越时间toff1_Q2为关断状态。

如图16(c)所示，在MOSFET(Q2)为关断的定时，MOSFET(Q1)跨越时间ton1_Q1为导通状态。然后，在MOSFET(Q1)成为关断状态的定时，MOSFET(Q2)跨越时间ton2_Q2成为导通状态。以后，同样地MOSFET(Q1、Q2)双方重复进行导通、关断。这是因为如在高速开关动作中说明的那样，在进行电路短路动作的同时进行同步整流。在该部分开关动作中，也存在在MOSFET(Q1、Q2)的导通、关断切换的定时引起上下短路的危险，因此，与高速开关动作的情况同样地设置空载时间。即，在交流电源电压Vs为 正的情况下，使MOSFET(Q1)侧的空载时间的比例小于MOSFET(Q2)。理想的是在MOSFET(Q2)侧确保空载时间。在交流电源电压Vs为负的情况下，使MOSFET(Q2)侧的空载时间的比例小于MOSFET(Q1)。理想的是在MOSFET(Q1)侧确保空载时间。通过这样设定空载时间，能够在进行高效动作的同时，进行功率因数的改善和直流电压Vd的升压。

<空载时间可变>

在此前的说明中，将空载时间考虑为某恒定的固定值。但是，也可以使空载时间具有某个特性，并根据情况使其变化。

图16是MOSFET的栅极电路的等价电路。

MOSFET的栅极电压Vgs具有以下的公式(15)的关系。

[公式15]

$V_{gs}=E\&CenterDot;\left(1-e^{-\frac{t}{\left(C_{gs}+C_{gd}\right)\&CenterDot;R_g}}\right)=E\&CenterDot;\left(1-e^{-\frac{t}{C_{iss}\&CenterDot;R_g}}\right)\mathrm{......}\left(15\right)$

其中，E表示电源电压，Cgs表示栅源间电容，Cgd表示栅漏间电容，Rg表示栅极电阻。另外，用Cgd和Cgs之和表示栅极的输入电容Ciss。

在此，栅极的输入电容Ciss具有漏源间电压Vds越大，则电容越小的特性。因此，可以说漏源间电压Vds越大则越早导通。关于本发明的直流电源装置1，输入电源是交流电源VS，因此实际上可以认为直到导通为止的时间与该交流电源电压Vs一起变化。即，如果将交流电源电压Vs的过零附近的导通时间ton_zero与交流电源电压Vs的峰值附近的导通时间ton_peak进行比较，则导通时间ton_zero比导通时间ton_peak大。

因此，为了更恰当地设定空载时间，将电源电压峰值附近的空载时间设定得比电源电压过零附近的空载时间小即可。通过这样进行设定，同步整流期间增加，能够进一步提高损失降低效果。

例如如以下的公式(16)那样设定空载时间td。

[公式16]

$t_d=t_{d0}\&CenterDot;\left(1-\frac{t_{off}}{T/2}\right)=t_{d0}\&CenterDot;\left(1-\frac{T/2-t_{on}}{T/2}\right)=t_{d0}\&CenterDot;\frac{2\&CenterDot;t_{on}}{T}\mathrm{......}\left(16\right)$

其中，td0是空载时间的最大值，T是开关周期，ton是导通时间，toff是关断时间。

在此，ton、toff变化。在用占空比考虑的情况下，如图9所示，在过零附近是100％，在电压峰值附近为10％以下，越是峰值附近则占空比越小，即ton变小。由此，如公式(16)所示，将空载时间td减小导通时间相对于周期的比例即可。通过考虑交流电源电压Vs和MOSFET的特性来改变空载时间td，能够增加同步整流期间，能够进一步提高导通损失降低效果。此外，作为空载时间td的变更方法在公式(16)中进行了说明，但它只不过是代表性的公式，也可以通过其他的公式、方法使空载时间改变。

<空调机和直流电源装置的动作>

图18是本实施方式的空调机的室内机、室外机、以及遥控器的正面图。

如图18所示，空调机A是所谓的室内空调器，具备室内机100、室外机200、遥控器Re、未图示的直流电源装置(参照图1)。室内机100和室外机200通过制冷剂配管300连接，通过公知的制冷剂循环对设置了室内机100的室内进行空气调节。另外，室内机100和室外机200经由通信电缆(未图示)相互收发信息。直流电源装置1向该室内机100和室外机200供给直流电力。

遥控器Re由用户操作，向室内机100的遥控收发部Q发送红外线信号。该红外线信号的内容是运转请求、设定温度的变更、定时器、运转模式的变更、停止请求等指令。空调机A根据这些红外线信号的指令，进行制冷模式、制热模式、除湿模式等的空调运转。另外，室内机100从遥控收发部Q向遥控器Re发送室温信息、湿度信息、电费信息等数据。

说明安装在空调机A中的直流电源装置1的动作的流程。直流电源装置1进行高效率动作、基于功率因数的改善的高次谐波电流的降低、直流电压Vd的升压。另外，作为动作模式，如已上所述具备全波整流模式、高速开关模式、部分开关模式的3个动作模式。

例如，在作为负载H考虑了空调机A的逆变器、电动机的情况下，如果负载小，需要重视效率的运转，则使直流电源装置1在全波整流模式下动作即可。

如果负载大，需要进行升压和确保功率因数，则使直流电源装置1进行高速开关动作即可。另外，在如空调机A的额定运转时那样作为负载并不那样 大但需要进行升压、确保功率因数的情况下，可以采用部分开关模式。

图19是说明与负载的大小对应地切换直流电源装置1的动作模式和空调机A的运转区域的情况的概要图。

额定运转是指JISC9612中记载的“JISB8615-1表1(制冷能力试验条件)的T1条件下的运转”。具体地说，在JISB8615-1的第五项“制冷试验”和第六项“制热试验”中记载了温度条件。

高负荷运转例如是“JIS B8615-1中记载的过负荷运转条件下的运转”，可以是输入比额定运转大的运转区域。

中间运转是指“额定运转的一半的运转能力”，在JISC9612中记载。

在对负荷设置阈值#1、#2，并且作为设备考虑了空调机A的情况下，在负荷小的中间区域，直流电源装置1进行全波整流，在额定运转时进行部分开关，根据需要进行高速开关。

在负荷比额定运转大的低温制热运转区域等中，直流电源装置1进行高速开关，根据需要进行部分开关。

如以上那样，直流电源装置1通过切换为与空调机A的运转区域对应的最佳的动作模式，能够在进行高效动作的同时降低高次谐波电流。

此外，在负载H是电动机、逆变器等的情况下，作为决定负载大小的参数，可以考虑流过逆变器、电动机的电流、逆变器的调制率、电动机的转速。另外，也可以根据直流电源装置1中流通的电路电流is判断负载H的大小。

例如，如果负荷的大小为阈值#1以下，则直流电源装置1进行全波整流，如果超过阈值#1则进行部分开关。或者，如果负荷的大小超过阈值#2，则直流电源装置1进行高速开关，如果为阈值#2以下则进行部分开关。

如以上那样，直流电源装置1通过切换为与负荷的大小对应的最佳的动作模式，能够在进行高效动作的同时降低高次谐波电流。

在本实施方式中，说明了使用超结MOSFET作为MOSFET(Q1、Q2)的例子。通过使用SiC(碳化硅)-MOSFET作为该MOSFET(Q1、Q2)，能够实现更高效率的动作。

另外，通过在空调机A中具备本发明的直流电源装置1，能够提供一种能量效率(即APF)高，另外可靠性高的空调机A。即使将本发明的直流电源装置1安装在空调机以外的设备中，也能够提供高效率、高可靠性的设备。

<变形例>

本发明并不限于上述的实施方式，包含各种变形例。例如为了容易理解地说明本发明而详细说明了上述实施方式，并不限于一定具备所说明的全部结构。可以将某实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，另外还可以向某实施方式的结构追加其他实施方式的结构。另外，可以对各实施方式的结构的一部分进行其他结构的追加、删除、置换。

关于上述的各结构、功能、处理部、处理单元等，例如可以用集成电路等硬件实现它们的一部分或全部。也可以通过由处理器解释并执行实现各个功能的程序，用软件来实现上述的各结构、功能等。可以将实现各功能的程序、表、文件等信息放置在存储器、硬盘等记录装置、或闪速存储卡、DVD(数字通用盘)等记录介质中。

在各实施方式中，考虑为了说明需要表示出控制线、信息线，并不限于在产品上一定表示出全部的控制线、信息线。实际上也认为将几乎全部的结构相互连接起来。

例如，图20是表示变形例的直流电源装置1A的概要的结构图。电流检测部11(电流检测部)是变压器，设置在配线hb上，检测经由配线ha、hb流过的电流(负荷)。本发明也可以这样构成。此外，也可以使用霍尔元件等来代替变压器。

附图标记说明

1、1A：直流电源装置；10：桥接整流电路(整流电路)；11：电流检测部；R1、R2：分流电阻(电流检测部)；12：增益控制部；13：交流电压检测部；14：过零判定部(极性检测部)；15：负载检测部；16：升压比控制部；17：直流电压检测部；18：变换器控制部；Vs：交流电源；C1：平滑电容器；D1、D2：二极管；ha、hb、hc、hd：配线；L1：电抗器；Q1、Q2：MOSFET。