开关模式交流-直流转换器及其控制电路的制作方法

本发明涉及开关模式交流-直流转换器技术，特别地，本发明涉及一种初级侧调节开关模式交流-直流转换器以及相应的控制电路。

背景技术：

开关模式交流-直流转换器(开关电源)具有尺寸小、转换效率高等优点，其应用领域不断扩大，包括充电器、适配器等。对于充电器，在全负载范围内(空载到重载)，其输出表现为恒定电压和恒定电流特性。

图1所示是传统的初级侧(或称原边)调节开关模式充电器系统100示意图。该开关电源充电器包括交流输入端口(交流电压范围一般为85vac至265vac)、整流桥1(将交流电压vac转换为直流电压vin)、输入电容2、变压器3、控制器4、功率开关5、输出整流二极管6、输出电容7、控制器储能电容8、输出端口(vo)等。一般情况下，充电器100会一直接入交流电插座，因此要求充电器100在空载时具有较低的待机功耗(例如75mw以下)，而在带载时具有较高的转换效率，以节省能源。

图1所示开关电源充电器100的变压器包括初级侧(或称原边)绕组(匝数np)、次级侧(或称副边)绕组(匝数ns)和辅助绕组(匝数na)。初级侧绕组p1端(黑点所示)耦合至输入电容2的正极，初级侧绕组p2端(通过功率开关5)耦合至输入电容2的负极(初级侧参考地)。与初级侧绕组p1端同名的次级侧绕组端口s1(黑点所示)耦合至输出电容的负极(次级侧参考地)，次级侧绕组另一端口s2(通过整流二极管6)耦合至输出电容7的正极；与初级侧绕组p1端同名的辅助绕组端口a1(黑点所示)耦合至储能电容8的负极(初级侧参考地)，辅助绕组另一端口a2(通过整流二极管12)耦合至控制器4的储能电容8的正极。

图1所示的传统初级侧调控开关电源100初级侧绕组与次级侧绕组及辅助绕组均是反激关系，而次级侧绕组和辅助绕组是正激关系；也就是说，初级侧功率开关5导通时，次级侧绕组整流二极管6及辅助绕组整流二极管12均处于反向偏置状态，能量存储在初级侧电感lp内；初级侧功率开关5由导通切换为截至状态后，能量通过整流二极管6和12传递到次级侧输出电容7和初级侧控制器4的储能电容8上。

图2所示是传统的初级侧调节交流-直流转换器100的主要节点电压/电流波形示意图。375v的vin电压对应265vac交流电整流后的直流电压，而120v的vin电压对应85vac交流电整流后的直流电压。当功率开关从关断状态切换为导通状态后，控制器4输出最大的基极电流ibmax，初级侧绕组电流ip从零开始线性上升，在初级测电流ip达到最大值ipmax的一定比例(例如80％)时控制器4停止提供基极电流ibmax。当初级测电流ip达到最大值ipmax时控制器4接通功率开关5的基极对地的低阻通路，功率开关5从导通状态切换为截至状态，初级测电流ip从最大值ipmax跳变为0，次级侧电流is从零跳变为ismax。初级测电流/电压与 次级测电流满足

vin＝lp*ipmax/tonp(1)

ismax＝ipmax*(np/ns)(2)

|vln|＝(na/np)*vin*r11/(r10+r11)(3)

其中，tonp为初级测绕组电流ip从0增至ipmax的时间，vln为tonp时间段控制器4电压检测端vs的电压，在图1所示的传统的初级侧调节开关电源100中，vln在tonp时间段为负压，其绝对值反映输入交流电压vac的振幅(vin)。

对于图1所示的开关电源100，在次级侧绕组电流is从ismax线性下降到0的过程中，由于次级测整流器件6处于正向导通状态，次级侧绕组电压与输出电压仅相差整流器件6的正向导通电压vfd6。由于次级侧绕组和辅助绕组是正激关系，在次级侧绕组对输出电容7和负载的充电电流is存在的时间段tons，辅助绕组分压电阻10和11的抽头电压vs反映输出电压。vs的平台电压vfb与输出电压vo存在如下关系：

vo＝(ns/na)*(1+r10/r11)*vfb-vfd6(4)

其中vfd6是整流二极管6的正向导通电压。因此，对于图1所示的开关电源100，在次级侧绕组对输出电容7和负载的充电电流is存在的时间段tons，控制器4采集vs端正的平台电压vfb，恒压模块通过比较vfb偏离目标电压vref的误差信号，经过驱动模块控制功率开关5的导通时间宽度(pwm模式)或者开关频率(pfm模式)，使得vfb稳定在vref，从而在额定负载范围(例如图3所示负载阻抗在10k欧姆至5欧姆范围内)得到公式(4)决定的稳定的输出电压(例如图3所示5v)，实现初级侧调控输出电压vo。

对于图1所示的开关电源100，在负载超出额定负载范围(例如图3所示负载阻抗在5欧姆至3.2欧姆范围内)时，控制电路4中的恒流模块工作，通过设定次级侧绕组对输出电容7和负载的充电电流is存在的时间段tons与开关周期t的比值ds为常数(或其他方式)，使得输出电流平均值io稳定。对于设定ds为常数的恒流方法，

io＝(1/2)*ipmax*(np/ns)*ds(5)

其中ipmax＝vcsref/r9，vcsref为控制器内部决定的恒流参考电压。

基于成本考虑，图1所示的小功率(例如12w以下)开关电源的功率开关5常采用双极型晶体管。双极型晶体管是电流驱动型半导体功率器件。由图2所示，控制电路4的驱动模块在初级侧电流ip存在时间(tonp)的大部分时间段(tonb)内输出ibmax的基极电流，使功率开关5处于导通状态。在ip存在时间(tonp)的后部(约占tonp的20％)，驱动电路停止提供基极电流，以减少双极型功率开关5关断时的退饱和时间，降低损耗。

图1所示的开关电源100中，使双极型功率开关5工作在导通状态会产生驱动损耗。控制器4的平均驱动功率

pdrvon＝ibmax*(tonb/t)*vcc(6)

其中t为功率开关的开关周期。由此可见，驱动损耗正比于控制器储能电容8的电压vcc和基极电流存在时间tonb。

如图2所示，对于图1所示的开关电源100，由于初级侧绕组与次级侧绕组及辅助绕 组均是反激关系，而且次级侧输出电容7的容值(约470μf)远远大于控制器4的储能电容8的容值(约3.3μf)，初级侧功率开关5由导通切换为截至状态后，初级侧能量的大部分转换到次级侧绕组，在tons时间段以充电电流is为输出电容7和负载(负载耦合至输出端口，图中未画出)充电，初级侧能量的一小部分转换到辅助绕组，以电流ia为储能电容8充电。储能电容8的电压vcc依赖于辅助绕组与次级侧绕组的匝比(na/ns)、输出电压(vo)、整流二极管12的反向恢复时间、变压器的三个绕组的具体绕制方式、功率开关5的开关频率和其他寄生参数，很难用一个简明的公式表达出来，一般依赖经验值进行估算。在次级侧绕组对输出电容7和负载的充电电流is的最大值ismax附近，vcc电压处于一个开关周期t内的最大值；在初级侧绕组电流ip的最大值ipmax附近，vcc电压处于一个开关周期t内的最小值。为保证控制器4在各种情况下(例如负载跳变)能够稳定工作，vcc电压需要留有余量。

输入交流电压vac在其全变化范围(通常85vac～265vac)内，由公式(1)可知，tonp有3倍的变化，相应的tonb也有约3倍的变化。在图1所示的开关电源100中，在接近满载时，vcc在85vac下(对应vin电压120v)的电压值与在265vac下(对应vin电压375v)的电压值基本相等，如图2所示的vcc电压曲线所示。因此，在图1所示的开关电源100中，85vac下驱动双极型功率开关的平均功率损耗是265vac下相应驱动损耗的3倍，导致控制器4的发热在不同的输入交流电压下会有较大的差别。

图3所示为典型的锂电池充电器特性曲线，当负载阻抗在最大值(例如10k欧姆)到满载(5欧姆)的范围内，开关电源100工作在恒压模式，输出电压稳定在5v；当负载阻抗在满载(5欧姆)到重载(3.2欧姆)之间时，开关电源100工作在恒流模式，输出电流稳定在1a；当负载阻抗进一步加重(3.2欧姆以下)直至短路时，开关电源100不再输出稳定的电压和电流，而是反复重新启动(图3虚线所示)，直到负载电阻回到初级侧调控开关电源100的典型负载范围内(10k欧姆至3.2欧姆之间)。图3所示的特性曲线对于锂电池充电是必要的，因为采用常规电流(例如1a)为电压过低的锂电池充电对电池寿命是不利的。

对于图3所示的为锂电池充电的手机充电器，图1所示的开关电源100中，控制器在恒压模式工作时的vcc电压约在15v附近，当控制器工作在恒流模式时，输出电压接近3.2v时，vcc电压大约降低至7v附近。

对于镍氢电池，一般要求在电压很低(例如1v以下)时充电器仍然能够输出稳定的电流，例如图4所示的输出特性曲线。图1所示的开关电源结构在常见的辅助绕组对次级绕组匝比(na/ns，一般等于2)条件下，输出电压接近ov时会遇到控制器4供电电压vcc达不到最低要求电压(例如5v)的问题，造成开关电源反复启动，无法输出稳定的电流。采用图1的传统开关电源100，在较低(例如0.2v)输出电压下如果仍然想保持足够高(例如7v)的vcc电压，就必须选择较大的辅助绕组和次级侧绕组匝比(na/ns)。而过大的na/ns会导致恒压输出(5v)下vcc电压变得过高，在85vac下驱动双极型功率开关的损耗变得难以接受。

图1所示的开关电源100中，启动电阻13耦合至输入电容2和控制器储能电容8的正极。当开关电源100接入输入交流电压后，整流后的直流电压vin通过启动电阻13将电容8的电压充至控制器4的启动电压之上，使控制器4开始工作，输出电压vo从ov开始上升。 由于辅助绕组对电容8的供电会受到(na/ns)*(vo+vfd6)的影响与限制，vo必须上升到一定电压(例如2.5v)之后，辅助绕组才可以通过整流二极管12为电容8补充电荷。在此之前控制器只能靠储能电容8储存的电量驱动功率开关5。这就要求储能电容8具有较大的容值，通常在3.3μf左右。而为了在85vac下开关电源100上电后能够在较快的时间(例如3秒以内)建立额定输出电压vo(例如5v)，开关电源100中启动电阻13的阻值不能很大，通常在兆欧姆(例如3兆欧姆)量级，使得启动电阻13在较高交流电压(例如230vac)下会消耗数十毫瓦的功率，不利于降低空载时开关电源100的损耗。

图1所示的开关电源100中，将启动电阻耦合至输入电容2的正极，在充电器空载下电时，输入电容2可能反复为储能电容8充电，控制器4反复启动，使输出端口出现镰刀形状的电压波动。

综上所述，有必要提出一个既能满足典型的锂电池充电特性曲线(图3所示)、又能满足镍氢电池充电特性曲线(图4所示)的宽恒流工作范围、低驱动损耗、低待机功率的低成本开关模式交流-直流转换器及其控制电路，改进现有的初级侧调节开关模式交流-直流转换器的不足。而这正是本发明的目标。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的缺点，提出一种新的初级侧调节开关模式交流-直流转换器的控制器供电方式和相应的电压控制环路，实现宽负载范围内的恒流和恒压输出，降低初级侧调节开关模式交流-直流转换器的驱动损耗和待机功耗，降低转换器的成本。

根据本发明的实施例，提出了一种初级侧调节开关模式交流-直流转换器及其控制器，包括：输入端口，耦合至交流电；输入整流器件，耦合至输入端口；控制器；输入电容、输出电容和控制器储能电容；输出整流器件，耦合至输出电容；供电整流器件，耦合至控制器储能电容；变压器，由初级侧绕组、次级侧绕组和辅助绕组构成，辅助绕组与初级侧绕组为正激关系，辅助绕组与次级侧绕组为反激关系。输入电容的正极板、输出电容的负极板和储能电容的正极板分别耦合至初级侧绕组、次级侧绕组和辅助绕组的一组同名端；输入电容的负极板、输出电容的正极板和储能电容的负极板分别耦合至初级侧绕组、次级侧绕组和辅助绕组的另一组同名端；初级测绕组储能的同时辅助绕组为控制器储能电容充电，次级测绕组为输出电容和负载供电时辅助绕组感应出反映输出电压但与之反相的电压，经控制器电压反相电路处理后用于恒压控制。

附图说明

图1为现有的开关模式初级侧调节交流-直流转换器原理图；

图2为现有的开关模式初级侧调节交流-直流转换器主要节点电压/电流波形示意图；

图3为典型的锂电池充电器输出特性曲线；

图4为典型的镍氢电池充电器输出特性曲线；

图5为基于本发明的开关模式初级侧调节交流-直流转换器一个实施例的原理图；

图6为基于本发明的开关模式初级侧调节交流-直流转换器一个实施例的主要节点电压/电流波形示意图；

图7为基于本发明图5至图6所示的开关模式初级侧调节交流-直流转换器控制器电压反相电路实施例示意图；

具体实施方式

以下详细描述本发明的具体实施例。实施例的示例在附图中给出。应当注意，这里描述的实例只是用来举例说明，并不用于限制本发明。为了便于透彻理解本发明，阐述了实施的细节。然而，对于本领域一般技术人员显而易见的是，不必采用这些细节也可以实施本发明。在实施例的描述中，为了避免混淆本发明，对本领域众所周知的电路，例如初级侧调控开关电源控制器中典型的恒压模块、恒流模块和驱动模块未作具体描述。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”的提及意味着，结合该实施例描述的特定特征、结构或者特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”不一定都指同一个实施例。此外，可以用任何适当的组合和(或)子组合将特定的特征、结构或者特性组合在一个或者多个实施例中。因此，本领域的一般技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明目的，并且附图不一定是按照比例绘制的。应当指出，当称元件“耦合到”另一元件时，它可以直接耦合到另一元件，也可以存在中间元件。相反，当称元件“直接耦合到”另一元件时，不存在中间元件。相同或类似的附图标记表示相同或类似的元件或具有相同或类似操作的元件。

图5是基于本发明的初级侧调节开关模式充电器200示意图。与图1所示的传统的开关电源100的不同之处在于，开关电源200的辅助绕组与初级侧绕组构成正激关系、而与次级侧绕组构成反激关系。

为适应本发明的初级侧调节开关模式充电器200中辅助绕组连接方式的变化，本发明的开关电源控制器24中增加了将反映输出电压但与输出电压反相的辅助绕组平台电压求反以转换为与输入电压同相的模块。

以下结合图5、图6和图7对本发明的实施例和优点进行详细说明。

本发明实施例图5的开关电源200的初级侧调控开关电源转换器变压器由初级侧绕组、次级侧绕组和辅助绕组构成。辅助绕组与初级侧绕组构成正激关系、辅助绕组与次级侧绕组构成反激关系。

如图5所示，开关电源200包括输入端口(vac)、整流桥21、输入电容22、变压器23、开关电源控制器24、功率开关25、输出整流器件26、输出电容27、输出端口(vo)、控制器储能电容28、初级侧电流检测电阻29、辅助绕组分压电阻30和31、辅助绕组整流二极管32、启动器件33。为限制储能电容28的充电电流，可以选择在整流二极管32的阳极(或阴极)串联一个限流电阻(图5没有画出)。

如图5所示，本发明的实施例开关电源200的变压器包括初级侧绕组(匝数np)、次级侧绕组(匝数ns)和辅助绕组(匝数na)。初级侧绕组的一端p1(黑点所示)耦合至输入电容22的正极，初级侧绕组的另一端p2端(经功率开关25和电流检测电阻29)耦合至输入电容22的负极(初级侧参考地)。与初级侧绕组p1端同名的次级侧绕组端口s1(黑点所示)耦合至输出电容27的负极(次级侧参考地)，次级侧绕组另一端s2(通过整流器件26) 耦合至输出电容27的正极；与初级侧绕组p1端同名的辅助绕组端口a1(黑点所示，通过整流二极管32)耦合至控制器24的储能电容28的正极，辅助绕组另一端口a2耦合至储能电容28的负极(初级侧参考地)。

图5所示的本发明开关电源200中，初级侧绕组与次级侧绕组是反激关系，初级侧绕组和辅助绕组是正激关系，次级侧绕组和辅助绕组是反激关系；也就是说，初级侧功率开关25导通时，辅助绕组通过整流二极管32为控制器24的储能电容28充电。

图5所示的本发明开关电源200中，从第一个开关动作开始，储能电容28即可接受辅助绕组的供电，因此电容28的容值小于图1所示传统的初级侧调控开关电源100的储能电容容值。电容28可选用470nf的贴片电容，从而降低了系统成本，并可以支持更大阻值的启动器件33，进而降低了系统的待机功率。由于储能电容28容值较小，辅助绕组为储能电容28的充电过程对于功率开关25导通结束时能量从初级侧绕组传递到次级侧绕组的影响可以忽略不计。

基于本发明的辅助绕组供电方式，储能电容28的电压由辅助绕组与初级侧绕组的匝比(na/np)和输入交流电压vac决定，与输出电压无关。因此适合图4所要求的输出电压接近ov时仍然能够提供稳定负载电流的应用。控制器24的储能电容28的电压

vcc＝(na/np)*vin-vfd32＝(na/np)*vac*1.414-vfd32(7)

仅与辅助绕组与初级侧绕组的匝比和输入交流电压的幅值有关，与输出电压和变压器其他参数无关。

不同于图1传统的开关电源100，本发明实施例中控制器供电电压vcc电压可以精确控制。例如，选择na/np＝1/18，则在85vac下vcc电压在6v左右，265vac下vcc电压在20v左右。在一个开关周期t内，vcc电压在功率开关25导通之前降到最低，而在功率开关25导通之后，vcc电压快速升至公式(7)决定的电压值。

图5仅仅是基于本发明的一个具体实施例。对于本领域一般技术人员显而易见的是，可以有多种方法实施本发明。例如，可以选择将次级整流器件26置于输出电容27负极和次级绕组s1之间，整流器件26可以选择二极管，也可以选择同步整流器。启动器件33可以是高压电阻，也可以是高压耗尽型晶体管。启动器件33可以耦合至交流输入端口，也可以耦合至输入电容22的正极。

如图6所示，基于本发明实施例的开关电源200，控制器的平均驱动功率为

pdrvon＝ibmax*(tonb*vcc)/t(8)

由于基于本发明实施例的系统的vcc电压在85vac的值可以降至6v左右，明显低过图1所示传统初级侧调控的开关电源100的控制器供电电压，而且基于本发明实施例的系统的tonb*vcc基本上不随输入交流电压变化(当输入交流电压升高时，虽然vcc电压上升，但是tonb时间缩短)，因此基于本发明实施例的开关电源200其驱动损耗在85vac和265vac下是均衡的，从而提高了开关电源的转换效率。

如图6所示，基于本发明实施例的开关电源200，由于次级侧绕组和辅助绕组是反激关系，辅助绕组分压电阻30和31的抽头电压vs所反映的次级侧绕组电压与图1传统的开关 电源100有所不同。图6中，在次级侧绕组对输出电容27和负载的充电电流is存在的时间段tons，vs的平台电压vfb是负值(与输出电压反相)，vfb与输出电压vo存在如下关系：

vo＝-(ns/na)*(1+r30/r31)*vfb-vfd26(9)

其中vfd26是整流二极管26的正向导通电压。

因此，基于本发明实施例的开关电源200，其控制器24需要将vs节点反映输出电压的负压平台转换为正压平台(电压求反)，由控制器24的电压反相电路实现。转换完成后即可以按照传统的控制方法实现恒压工作。

图7给出了一种将负压平台转换为正电压平台的电压反相电路实施例。

如图7所示，电流源i245为二极管连接的q243的b-e结提供偏置电流。当次级侧绕组对输出电容27和负载充电时(tons阶段)，vs为负的平台电压vfb，q244的基极到发射极电压等于q243的b-e结电压(约0.7v)，节点vg近似为虚地。流过电阻r241的电流i1与vfb的绝对值成正比，i1经过p型mos晶体管q246和q247组成的电流镜镜像为电流i2，i2在电阻r242上产生电压vsp。将q246和q247设置为相同的尺寸，简单推理可得在次级侧绕组对输出电容27和负载充电的tons时段

vsp＝|vfb|*r242/r241(10)

从而实现了负压到正压的电压转换(电压反相)。

图7中，在初级测功率开关25导通(tonp)时，vs变为正比于输入交流电压幅值的正电压，二极管连接的mos晶体管q248起钳位节点vg的正电压作用，以限制vg节点的正向电压，避免q244的发射结击穿。

在图5所示的基于本发明实施例的开关电源200中，启动器件33耦合至输入交流电压的一个端口，在开关电源200上电后，在交流电压的正半周(或负半周)交流电压通过启动器件33为储能电容28充电。与图1所示传统的将启动器件耦合至输入电容正极板的方式相比，将启动器件33耦合至交流电压端口，在交流电压下电后，可以使储能电容28的电压vcc降至控制器24最低工作电压之下以后，输入电容22上的存留的电荷不能通过启动器件33给储能电容28充电，避免了开关电源200可能出现多次重新启动造成输出电压的镰刀波。

图5所示的基于本发明实施例的开关电源200中，控制器开始工作后，从功率开关第一次导通开始，辅助绕组就开始对储能电容28供电，与vo电压的高低没有关系。因此，储能电容28的容值可以降低。在85vac下开关电源200上电后同样以较快的时间(例如3秒以内)建立额定输出电压vo(例如5v)的条件下，启动器件33可以选择为更大阻值的电阻(例如10兆欧姆以上)，从而使启动器件33在较高交流电压(例如230vac)下消耗的功率小于10毫瓦，降低了空载时开关电源200的损耗。

虽然已经根据上述典型实施例描述了本发明，但是应该理解，所用的术语是说明和示例性的，而不是限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离本发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例并不限于任何前面所述的具体细节，而应当在权利要求所限定的精神和范围内广泛地理解。因此，落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都为权利要求所涵盖。