电压转换方法和电压转换器与流程

本发明的实施例涉及电压转换方法、特别是用于在非连续导通模式(DCM)下操作反激式转换器的方法，和电压转换器。

背景技术：

开关模式电压转换器(开关模式电源，SMPS)被广泛地用于汽车、工业或消费电子应用中的功率转换。反激式转换器是包括具有有着相反绕组感测的初级绕组和次级绕组的变压器的特定类型的开关模式电压转换器。电子开关与初级绕组串联连接，而变压器在当电子开关闭合时被磁化并且在当电子开关断开时被消磁。使变压器磁化包括在变压器中存储能量，并且使变压器消磁包括使所存储的能量转移至初级绕组和与其耦合的负载。

反激式转换器可以在非连续导通模式(DCM)下操作。在该操作模式中，在当变压器被完全消磁时的时刻与当电子开关再次接通时的时刻之间有延迟时间。在该延迟时间段，可能会发生横跨电子开关的电压的寄生振荡。在DCM中，反激式转换器可以在准谐振操作模式下操作，其中电子开关在当横跨电子开关的电压达到最小量时的那些时刻接通。当在准谐振模式下操作反激式转换器时电子开关的开关频率是变化的，而以固定频率操作反激式转换器中的电子开关可以导致增加的开关损耗。然而，可能存在有期望以固定频率在DCM下操作反激式转换器的情境。

技术实现要素：

因此，存在有以固定频率和低开关损耗在DCM下操作反激式转换器的方法的需要。

一个实施例涉及电压转换器中的方法。方法包括：在相继的驱动 周期中的每一个中，将与变压器的初级绕组串联连接的第一电子开关接通持续接通时段，并且，在接通第一电子开关之前，使变压器预磁化持续预磁化时段。在该方法中，在预磁化时段的结束与接通时段的开始之间有第一延迟时间。

一个实施例涉及一种电压转换器。电压转换器包括具有初级绕组的变压器、与初级绕组串联连接的第一电子开关和控制电路。控制电路在多个相继的驱动周期中的每一个中被配置成：将第一电子开关接通持续接通时段，在接通第一电子开关之前，使得变压器被预磁化持续预磁化时段，以及在预磁化时段的结束与接通时段的开始之间产生第一延迟时间。

附图说明

下面参照附图来说明示例。附图用于图示出某些原理，使得仅图示出对于理解这些原理必要的一些方面。附图未按比例。在附图中相同的附图标记表示同样的特征。

图1示出根据一个实施例的反激式转换器；

图2示出图示出反激式转换器的在准谐振模式下的操作的时序图；

图3示出图示出反激式转换器的以预定义频率的操作的一个方式的时序图；

图4示出包括根据一个实施例的用于使反激式转换器中的变压器预磁化的部件的反激式转换器的一个实施例；

图5示出根据图4的反激式转换器的修改；

图6示出包括根据一个实施例的用于使反激式转换器中的变压器预磁化的部件的反激式转换器的一个实施例；和

图7示出包括根据一个实施例的用于使反激式转换器中的变压器预磁化的部件的反激式转换器的一个实施例。

具体实施方式

在以下详细描述中，参考附图。附图形成描述的一部分并且通过图示的方式示出其中可以实践本发明的特定实施例。需要理解的是，这里所描述的各种实施例的特征可以彼此组合，除非另外特别指出。

图1示出根据一个实施例的电压转换器(开关模式电源，SMPS)。图1中示出的电压转换器具有反激式转换器拓扑并且将在下文中被简称为反激式转换器。反激式转换器包括具有被配置成接收输入电压V_IN的第一输入节点和第二输入节点的输入及具有被配置成提供输出电压V_OUT的第一输出节点和第二输出节点的输出。负载Z(图1中用虚线图示出)可以分别接收在输出可得到的输出电压V_OUT和输出电流I_OUT。反激式转换器包括具有初级绕组2₁和与初级绕组2₁磁耦合的次级绕组2₂的变压器2。初级绕组2₁和次级绕组2₂具有相反的绕组感测。电子开关1与初级绕组2₁串联连接，而具有初级绕组2₁和电子开关1的串联电路被连接在第一和第二输入节点之间以接收输入电压V_IN。

任选地，将在下文中被称为输入电容器的电容器51被连接在输入的输入节点之间。该输入电容器51可以有助于对输入电压V_IN的纹波进行滤波。根据一个实施例，输入电压V_IN是直流电压(DC电压)。该输入电压V_IN可以通过整流电路10(图1中用虚线图示出)从交流电压(AC电压)V_AC产生。输入电压参考第一接地节点GND1，并且输出电压参考第二接地节点GNG2。

参见图1，反激式转换器1进一步包括被连接在次级绕组2₂与输出之间的整流电路3。在图1中示出的实施例中，该整流电路3包括具有诸如二极管等的整流元件31和电容器32的串联电路。该串联电路与次级绕组2₂并联连接，并且输出电压V_OUT是横跨电容器32可得到的。然而，这仅是整流电路3的示例性实施。也可以使用诸如包括附加电感器的实施等的整流电路的其他实施。

控制电路4被配置成基于从反馈电路(控制回路)61、62接收到的反馈信号S_FB来驱动电子开关1。反馈电路可以包括接收输出电压V_OUT的滤波器61和发送器62。在图1中示出的实施例中，滤波器61 是在变压器的次级侧，并且发送器62将滤波器61的输出信号从次级侧发送至初级侧，而发送器62的输出信号是由控制电路4接收的反馈信号S_FB。滤波器61被配置成从输出电压和参考信号产生误差信号并且基于误差信号产生反馈信号S_FB。这通常是公知的，使得在这方面不需要进一步的详细说明。根据一个实施例，滤波器61具有比例(P)特性、比例-积分(PI)特性、比例-积分、微分(PID)特性中的一个。根据另一实施例(未示出)，滤波器61和发送器62的在反馈回路中的位置被改变使得发送器62将代表输出电压V_OUT的信号从次级侧发送至初级侧并且滤波器接收由发送器发送的信号并产生反馈信号S_FB。在示出的实施例中，发送器62包括光耦合器。然而，这仅是示例。也可以使用适合于经由势垒发送信号的其他发送器。这样的发送器的示例包括具有诸如无芯变压器等的变压器的发送器。

控制电路4被配置成在脉冲宽度调制(PWM)方式下操作电子开关1。根据一个实施例，电子开关1是晶体管。在图1中示出的实施例中，晶体管是MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、特别是n-型MOSFET。然而，这仅是示例。也可以使用诸如IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、JFET(结型场效应晶体管)、BJT(双极型晶体管)或p-型MOSFET等的其他类型的晶体管。

下面参照图2来说明操作图1中示出的反激式转换器的一个方式。图2示出横跨电子开关2的负载路径的负载路径电压V_DS、横跨变压器的辅助绕组2₃的辅助电压V_AUX、由电子开关1从控制电路4接收到的驱动信号S1、经过电子开关1的负载电流I_DS和变压器1的磁化M_TR的时序图。在图1中示出的MOSFET 1中，负载路径电压V_DS是漏极-源极电压，并且负载电流I_DS是漏极-源极电流。驱动信号S1由MOSFET 1的栅极节点接收。驱动信号S1可以具有接通电子开关1的第一信号电平和关断电子开关1的第二信号电平中的一个。第一电平将在下文中被称为接通电平并且第二信号电平将被称为断开电平。只为了说明的目的，驱动信号S1的接通电平在图2中示出的实施例中被绘制为高信号电平，并且断开电平被绘制为低电平。

参见图2，操作反激式转换器包括多个相继的驱动周期，其中在各驱动周期中，控制电路4将电子开关1接通持续接通时段T_ON1，并且在接通时段T_ON1之后将电子开关1关断持续断开时段T_OFF。在图2中示出的实施例中，这些驱动周期中的一个开始于时刻t1并结束于下一驱动周期启动时的时刻t4。在接通时段T_ON1期间，输入电压V_IN引起负载电流I_DS流过初级绕组2₁和电子开关1，而负载电流I_DS的电流水平在接通时段T_ON1期间增加。该增加的负载电流I_DS与变压器2的增加的磁化M_TR相关联，而这样的磁化与在变压器2中(更精确地，在变压器2的气隙中)磁存储能量相关联，而存储的能量随着负载电流I_DS增加而增加。在接通时段T_ON1期间，电子开关1的负载路径电压V_DS基本上是零，并且横跨初级绕组2₁的电压基本上等于输入电压V_IN。在图1中示出的实施例中，辅助绕组2₃和初级绕组2₁具有相反的绕组感测。在该情况中，辅助电压V_AUX的电压电平由如下公式给出：

V_AUX＝-(N_AUX/N₂₁)·V₂₁ (1)，

其中N_AUX是辅助绕组2₃的绕组的数量，N₂₁是初级绕组2₁的绕组的数量，并且V₂₁是横跨初级绕组的电压。因此，在接通时段T_ON1期间，辅助电压V_AUX的电压电平是-N_AUX/N₂₁·V_IN。

当电子开关1关断时，存储在变压器2中的能量被分别转移至次级绕组2₂、整流电路3和负载Z。该引起变压器2被消磁。在图2中，T_DEMAG表示变压器2被消磁、也就是能量被转移至变压器的次级侧的时间段。在下文中也被称为消磁时段的该时间段T_DEMAG中，负载路径电压V_DS基本上等于输入电压V_IN加上反射电压V_REFLECT。反射电压V_REFLECT基本上由如下公式给出：

V_REFLECT＝N₁/N₂·(V_OUT+V₃) (2)，

其中N₁是初级绕组2₁的绕组的数量，N₂是次级绕组2₂的绕组的数量，并且V₃是横跨整流电路3的电压。横跨整流电路3的电压V3依赖于经过次级绕组2₂的电流I₂₂的电流水平。该电流I₂₂在消磁时段T_DEMAG上减小，使得反射电压V_REFLECT减小并且在消磁时段T_DEMAG的结束时 达到N₁/N₂·V_OUT。

在准谐振模式中，在当变压器2被完全消磁时的时刻t3与当下一驱动周期启动时、也就是当电子开关2被再次接通时的时刻t4之间存在有延迟时间。在该时间段中，负载路径电压V_DS振荡。这归因于包括初级绕组2₁和电子开关1的寄生电容的寄生谐振电路。该寄生电容可以包括与电子开关2的负载路径并联的电容。这样的寄生电容在图1中示出的实施例中用与负载路径并联连接的电容器代表。在准谐振模式中，控制电路4在当负载路径电压V_DS在变压器2被消磁之后达到最小量V_DSmin1时接通电子开关1。然而，最小量电压V_DSmin1的电压电平可能相对高使得可能会发生相对高的开关损耗。这些开关损耗包括例如与使电子开关1的寄生电容放电有关的损耗。这些损耗越高，负载路径电压V_DS的电压电平在接通电子开关1的时刻t1时越高。此外，准谐振模式中的开关频率是变化的并且尤其依赖于接通时段T_ON1。然而，存在有开关频率的这样的变化是不期望的并且期望以预定义频率操作反激式转换器的应用。该预定义频率可以是固定的或者可以依赖于负载Z的功率消耗。

图3示出用于以预定义频率开关电子开关1并提供低开关损耗的方法的时序图。图3示出负载路径电压V_DS、辅助电压V_AUX、电子开关1的驱动信号S1、电子开关1的负载电流I_DS和变压器2的磁化M_TR的时序图。磁化分别代表变压器2的芯(未示出)中的磁通和磁通密度。

参见图3，方法包括：在各驱动周期中，在将电子开关1接通持续接通时段T_ON1之前，使变压器2预磁化持续预磁化时段T_ON2，并且在使变压器2预磁化之后，在将电子开关1接通之前等待第一延迟时间T_DEL1。使变压器2预磁化可以包括接通不同于电子开关1的进一步的电子开关。这样的进一步的电子开关的示例在下面在这里更详细地说明。在下文中，与初级绕组2₁串联连接的电子开关1将被称为第一电子开关，并且用于使变压器2预磁化的进一步的电子开关将被称为第二电子开关。用于驱动该第二电子开关的驱动信号S2也示出 在图3中。在该实施例中，高电平代表接通第二电子开关以使变压器预磁化的接通电平，并且低电平代表关断第二开关的断开电平。使变压器2预磁化包括使变压器2磁化使得紧接在接通第一电子开关1之后，负载电流I_DS在与图1中示出的方向相反的方向上流动。负载电流在该相反方向上流动直到变压器2被消磁。也就是，在预磁化时段T_ON2中得到的磁化M_TR具有与接通时段T_ON1结束时的磁化M_TR的极性相反的极性。也就是，磁化M_TR改变其在接通时段T_ON1中的极性。在图3中，t11表示当磁化M_TR是零并改变其极性时的时刻。在下文中，在预磁化时段T_ON2中得到的磁化(磁通)M_TR将被称为负磁化，并且在时刻t11之后的磁化将被称为正磁化。

使变压器2负磁化包括在变压器2中磁存储能量。在预磁化时段T_ON2之后，也就是在预磁化时段T_ON2与接通时段T_ON1之间的第一延迟时间T_DEL1中，存储在变压器2中和在电子开关1的寄生电容中的能量引起电子开关的负载路径电压V_DS的振荡。凭借正被负磁化的变压器2，该振荡的幅值高于之前在这里所说明的消磁时段T_DEMAG结束时的振荡的幅值。因此，负载路径电压V_DS在第一延迟时间T_DEL1中达到的电压最小量V_DSmin2低于负载路径电压V_DS在消磁时段T_DEMAG结束之后达到的最小量V_Dsmin1。根据一个实施例，第一延迟时间T_DEL1被选择成使得第一电子开关1在当负载路径电压V_DS达到最小量V_DSmin2时接通。该第一延迟时间T_EDL1由控制电路4控制。

在接通时段T_ON1开始时，在预磁化时段T_ON2期间存储在变压器2中的能量被分别转移至输入和输入电容器51。该能量被转移至输入的时间段用负载电流I_DS在图3中示出的时序图中是负的时间段来代表。变压器在当负载电流I_DS在时刻t11达到零(并且磁化M_TR达到零)时被消磁。在时刻t11之后变压器2被正磁化直到第一电子开关1在时刻t2关断。在接通时段T_ON1之后，在消磁时段T_DEMAG期间，存储在变压器中的能量被转移至次级绕组2₂、整流电路3和负载Z，如之前所说明的。

在图3中示出的方法中，开关损耗与第一电子开关1在较低负载 路径电压接通时的准谐振模式(见图2)中相比较低，即与准谐振模式中的V_DSmin1相对在V_DSmin2处。使变压器2预磁化不与显著的损耗相关联，因为用于使变压器2预磁化的能量在接通时段T_ON1开始时被分别反馈到输入和输入电容器51。第二最小量V_DSmin2的电平尤其依赖于消磁时段T_ON2，而最小量V_DSmin2的电压电平随着消磁时段T_ON2增加而减小。根据一个实施例，消磁时段T_ON2被调节成使得第二最小量V_DSmin2的电压电平高于零。电子开关1可能具有随着负载路径电压V_DS增加而增加的寄生电容。因此，使在第一延迟时间T_DEL1中寄生电容放电所要求的待在预磁化时段T_ON2中存储在变压器2中的能量与第二最小量V_DSmin2的期望的电压电平降低不相称地增加。根据一个实施例，消磁时段T_ON2使得最小量V_DSmin2的电压电平是5V或更高、10V或更高或者20V或更高。根据一个实施例，最小量低于50V。

预磁化时段T_ON2可以在消磁时段T_DEMAG之后的任何时刻启动。也就是，不需要在消磁时段T_DEMAG之后出现的负载路径电压V_DS的寄生振荡的特定变相(phasing)处开始预磁化时段T_ON2。因此，变压器2可以被以预定义(固定)频率预磁化。也就是，在一个驱动周期中的预磁化时段T_ON2的开始与在相继的驱动周期中的预磁化时段T_ON2的开始之间的时间段T可以是恒定的。如果例如预磁化时段T_ON2在各驱动周期中基本上相同并且第一延迟时间T_DEL1在各驱动周期中基本上相同，那么第一电子开关1的开关频率等于变压器被预磁化的预定义(固定)频率f＝1/T。因此，图3中示出的方法可以提供反激式转换器中的电子开关1的固定频率操作。“固定频率操作”意味着开关频率独立于负载的功率消耗而在反激式转换器的操作期间基本上固定。根据另一实施例，控制器4使开关频率基于负载Z的功率消耗变化，而开关频率可以随着功率消耗减小而减小。负载Z的功率消耗用反馈信号S_FB代表。负载的功率消耗基本上等于反激式转换器的瞬时输出功率。

第一电子开关1的接通时段T_ON1可以以传统方式依赖于反馈信号S_FB并因此依赖于负载Z的功率消耗来控制。当负载Z的功率消耗增 加时，接通时段T_ON1变长，结果，消磁时段T_DEMAG变长，并且第二延迟时间T_DEL2变短。如果负载Z的功率消耗减小，则接通时段T_ON1变短，结果，消磁时段T_DEMAG变短，并且第二延迟时间T_DEL2变长。

在图3中，T_OSC表示在消磁时段T_DEMAG之后出现的负载路径电压V_DS的寄生振荡的时段。该时段T_OSC基本上等于引起负载路径电压V_DS增加的在第一延迟时间T_DEL1中的寄生振荡的时段。参见图3，第一延迟时间T_DEL1可以基本上是振荡时段的四分之一，也就是，T_OSC/4。该振荡时段T_OSC依赖于输入电压V_IN的电压电平。因此，根据一个实施例，第一延迟时间T_DEL1依赖于输入电压V_IN的电压电平来调节。因为输入电压V_IN的电压电平通常在反激式转换器的操作期间是恒定的或者缓慢地改变，使得电压电平在多个随后的驱动周期上是恒定的，所以依赖于输入电压V_IN调节第一延迟时间T_DEL1不会影响第一电子开关1的预定义频率操作。同样适用于依赖于输入电压V_IN调节预磁化时段T_ON2。根据一个实施例，预磁化时段T_ON2被调节使得它随着输入电压V_IN的电压电平增加而变长。

根据一个实施例，方法包括测量一个驱动周期的第二延迟时间T_DEL2中的振荡时段T_OSC并且基于该测量调节一个或多个随后的驱动周期中的第一延迟时间T_DEL1。因为参见上面振荡时段T_OSC依赖于输入电压V_IN的电压电平并且该电压电平或者是恒定的或者缓慢改变，所以不在每一个驱动周期中而是在每几个驱动周期中测量振荡时段T_OSC可以是充分的。

振荡时段T_OSC可以基于辅助电压V_AUX来测量。例如，测量振荡时段T_OSC可以包括检测当辅助电压V_AUX是零时的那些时刻并且测量出在当辅助电压V_AUX首次达到零时的时刻t31与当辅助电压V_AUX第三次达到零时的时刻t32之间的时间段。根据另一实施例，测量出在当辅助电压V_AUX达到零时的两个随后的时刻之间的时间差。该时间对应于振荡时段T_OSC的一半，也就是，T_OSC/2。基于此，可以计算出振荡时段T_OSC。

图3中示出的方法可以以不同方式实施。根据一个实施例，预磁 化时段T_ON2以预定义频率开始。参见以上，预定义频率可以是固定的或者可以依赖于负载的功率消耗。时钟信号可以用于限定以预定义频率的这些预磁化时段T_ON2的开始。在图3中，t01和t4表示预磁化时段开始时的那些时刻。预磁化时段T_ON2、第一延迟时间T_DEL1和接通时段T_ON1可以如上面所说明地调节(计算)。消磁时段T_DEMAG和第二延迟时间T_DEL2依赖于接通时段T_ON1并且按照如下公式自动地调节：

T_DEL2+T_DEMAG＝T-(T_ON1+T_DEL1+T_ON2) (3)。

根据另一实施例，接通时段T_ON1以可以是固定的或者依赖于负载的功率消耗的预定义频率开始。也就是，控制电路4以预定义频率接通第一电子开关1。时钟信号可以用于限定当接通时段T_ON1开始时、也就是当电子开关1接通时的那些时刻。在图中，t1和t5表示当接通时段T_ON1开始时的时刻。再次，接通时段T_ON1、预磁化时段T_ON2和第一延迟时间T_DEL1可以如上面所说明地调节(计算)。基于这些参数并基于一个驱动周期的时段T，计算出当预磁化时段T_ON2开始时的时刻。参见图3，一个接通时段T_ON1的开始与下一预磁化时段T_ON2的开始之间的时间段是接通时段T_ON1加上预磁化时段T_DEMAG加上第二延迟时间T_DEL2(T_ON1+T_DEMAG+T_DEL2)。该时间段可以从一个驱动周期T的时段T、预磁化时段T_ON2和第一延迟时间T_DEL1容易地计算如下：

T_ON1+T_DEMAG+T_DEL2＝T-(T_ON2+T_DEL1) (4)。

根据又一实施例，一个驱动周期的时段T和开关频率(它是1/T)分别通过调节(计算)第二延迟时间T_DEL2来调节。参见图3，一个驱动周期时段T通过如下公式给出：

T＝(T_ON1+T_DEMAG+T_DEL2+T_ON2+T_DEL1) (5a)，

而接通时段T_ON1、预磁化时段T_ON2和第一延迟时间T_DEL1可以如上面所提到地调节(计算)。消磁时段T_DEMAG基于接通时段T_ON1自动地调节。因此，假定参数T_ON1、T_ON2和T_DEL1被调节并且T_DEMAG自动地调节，则可以通过调节第二延迟时间T_DEL2来调节一个驱动周期的期 望的时段T。因此，没有分别限定接通时段T_ON1或预磁化时段T_ON2的开始所要求的时钟信号。基于等式(5a)，第二延迟时间是T_DEL2可以计算如下：

T_DEL2＝T-(T_ON1+T_DEMAG+T_ON2+T_DEL1) (5b)。

期望的驱动周期时段T可以是固定的或者可以依赖于负载的功率消耗。在后一情况中，驱动周期时段T可以随着功率消耗减小而增加，使得开关频率随着功率消耗减小而减小。

调节第二延迟时间T_DEL2并因此基于等式(5a)和(5b)调节驱动周期时段T(开关频率)要求消磁时段T_DEMAG被测量(被捕获)。测量消磁时段可以包括测量在时刻t2的接通时段T_ON1的结束与当变压器被消磁时的时刻t3之间的时间段。时刻t2是当驱动信号S1切换至断开电平时的时刻。此外，时刻t2通过当预磁化时段T_ON2开始时的时刻加上预磁化时段T_ON2、第一延迟时间T_DEL1和接通时段T_ON1来给出。后者如上面所说明地调节(计算)。一个驱动周期开始于如由第二延迟时间T_DEL2所限定的预磁化时段T_ON2的开始。

根据一个实施例，驱动周期时段T通过第三延迟时间T_DEL2'来调节。参见图3，该第三延迟时间T_DEL2'等于第二延迟时间T_DEL2减去振荡时段T_OSC的四分之一。也就是，

T_DEL2'＝T_DEL2-T_OSC/4 (6)。

基于等式(5b)和(6)，第三延迟时间T_DEL2'可以计算如下：

T_DEL2'＝T-(T_ON1+T_DEMAG+(T_OSC/4)+T_ON2+T_DEL1) (7)

换言之，驱动周期时段T可以通过调节第三延迟时间T_DEL2'来调节，假定T_ON1、T_ON2和T_DEL1如上面所说明地调节并且T_DEMAG和T_OSC/4自动调节。调节第二延迟时间T_DEL2并因此基于等式(7)调节驱动周期时段T(开关频率)要求消磁时段T_DEMAG加上一个振荡时段T_OSC的四分之一T_OSC/4被测量。测量这个可以包括测量在时刻t2的接通时段T_ON1的结束并检测辅助电压V_AUX何时在接通时段T_ON1的结束之后首次过零。在图3中，t31表示当辅助电压V_AUX在接通时段T_ON1的结束之后首次过零时的时刻。

图4示出被配置成执行图3中示出的方法的反激式转换器的一个实施例。图4中示出的反激式转换器是基于图1中示出的反激式转换器并且另外包括被耦合至辅助绕组2₃并且被配置成产生由控制电路4接收的供电电压V_CC的供电电路7。供电电路7包括具有诸如二极管等的整流元件71₁和与辅助绕组2₃并联连接的电容器72的串联电路。第二电子开关71₂与整流元件71₁并联连接。供电电压V_CC可横跨电容器72得到。第二电子开关71₂从控制电路4接收第二驱动信号S2。参见以上，该驱动信号S2限定了变压器2的预磁化时段。

参照图3中示出的时序图来说明图4中示出的反激式转换器的一种操作方式。在消磁时段T_DEMAG期间，能量不仅被转移至次级绕组2₂、整流电路3和负载Z，而且经由辅助绕组2₃和整流元件71₁被转移至供电电路7的电容器72。在预磁化时段T_ON2中，控制电路4闭合第二电子开关71₂。这使得变压器被预磁化，而在预磁化时段T_ON2期间存储在变压器2中的能量由供电电路7的供电电容器72提供。

任选地，反激式转换器包括与辅助绕组2₃并联连接的分压器。在该实施例中，不是辅助电压V_AUX而是与辅助电压V_AUX成正比的信号S_AUX被提供至控制电路4。任选地，控制电路4经由电阻器53接收输入电压V_IN。由控制电路4接收的输入电压V_IN可以用于在电子开关1被首次接通之前、也就是在反激式转换器的启动之前向控制电路4供电。另外地，控制电路4可以使用关于输入电压V_IN的电压电平的信息以分别控制消磁时段T_ON2和第一延迟时间T_DEL1。可替代地，第一延迟时间T_DEL1通过测量振荡时段T_OSC来调节。

控制电路4可以使用专用模拟电路或使用硬件和软件来实施。根据一个实施例，控制电路包括被配置成执行参照图3所说明的方法的软件在其上运行的微处理器或微控制器。

控制电路4可以在电流模式(CM)下操作。在该实施例中，控制电路4从与第一电子开关1串联连接的分流电阻器接收电压V52。该电压V52与负载电流I_DS成正比。在该实施例中，控制电路4被配置成基于电压V52和反馈信号S_FB来调节接通时段T_ON1。根据另一实 施例，控制电路4被配置成仅基于反馈信号S_FB来计算接通时段T_ON1。

图4中示出的整流元件71₁和并联开关71₂可以通过包括内部体二极管的MOSFET来实施。图5示出反激式转换器的一个示例，其中如图5所示一个MOSFET 71取代了整流元件71₁和电子开关71₂。该MOSFET 71由第二驱动信号S2控制。在图5中示出的反激式转换器中，供电电路7包括进一步的电容器73和进一步的整流元件74。在该实施例中，具有第二电子开关71和进一步的电容器73的串联电路与辅助绕组2₃并联连接，并且具有进一步的整流元件74和供电电容器72的串联电路与进一步的电容器73并联连接。在该实施例中，在消磁时段T_DEMAG期间，供电电容器72和进一步的电容器73被充电，而在预磁化时段T_ON2中，电子开关71仅使进一步的电容器73放电。整流元件74防止供电电容器72被放电。在该实施例中，使变压器2预磁化可以不导致供电电压V_CC的变化。

图6示出反激式转换器的另一实施例。该实施例不同于图5中示出的实施例，因为供电电路7包括进一步的辅助绕组2₄。该进一步的辅助绕组与初级绕组21、次级绕组2₂和辅助绕组2₃电感性耦合，并且具有与辅助绕组2₃相同的绕组感测。在该实施例中，第二电子开关71被连接在进一步的辅助绕组2₄与供电电容器72和进一步的电容器73的分别与这些电容器72、73被连接至进一步的整流元件74所在的那些电路节点远离的电路节点之间。

图7示出反激式转换器的另一实施例。在该实施例中，供电电路7对应于图4中示出的供电电路，其中电子开关71₁和整流元件71₂仅用整流元件74取代。在该实施例中，次级侧整流电路3包括与整流元件32并联连接的第二电子开关33。该第二电子开关33可以经由发送器9由控制电路4控制。在该实施例中，使变压器预磁化所需的能量是当第二开关33在预磁化时段中被接通时由输出电容器31提供的。

虽然公开了发明的各种示例性实施例，但对于本领域技术人员来说应该显而易见的是可以做出将实现发明的优点中的一些而不脱离 发明的精神和范围的各种改变和修改。对于本领域合理的技术人员来说应该明显的是执行相同功能的其他组成部件可以被适当地替换。应当提到的是，参照特定附图说明的特征可以与其他附图的特征组合，即使是在这并没有明确地提到的那些情况下。此外，发明的方法可以或者在所有软件实施中使用合适的处理器指令来实现，或者在利用硬件逻辑和软件逻辑的组合实现相同结果的混合实施中实现。对发明概念做出的这样的修改意在由随附权利要求覆盖。

诸如“之下”、“下面”、“下”、“上面”、“上”和类似物等的空间相对术语被用于便于描述以说明一个元件相对于第二元件的定位。这术语意在涵盖装置的除了与附图中所描绘的那些不同的定向之外的不同定向。此外，诸如“第一”、“第二”和类似物等的术语也用于描述各种元件、区域、部分等等并且也不意在限制性的。同样的术语是指遍及描述同样的元件。

如这里使用的，术语“具有”、“含有”、“包括”、“包含”和类似物是指示出所陈述的元件或特征的存在但不排除附加元件或特征的开放式术语。冠词“一”、“一个”和“该”意在包括复数以及单数，除非上下文清楚地另有指示。

考虑到变化和应用的以上范围，应该理解的是，本发明不由前述描述限制，也不由附图限制。而是，本发明仅由随附权利要求及其法律等同物限制。