一种基于峰值电流模式控制的峰值电流控制单元的制作方法

本发明属于开关电源控制技术领域，具体涉及一种基于峰值电流模式控制的峰值电流控制单元。

背景技术：

目前，峰值电流模式控制技术广泛应用在Buck，Boost和Flyback等变换器中，该技术采用电压控制环和电流控制环来实现对输出的控制。图1是传统采取峰值电流模式控制的Buck电路图，功率拓扑输出V_OUT通过电阻分压器R₁和R₂被采样到误差放大器EA的反向输入端，EA的同相输入端接入一固定参考电压V_ref；误差放大器的输出经过斜坡补偿送入到峰值电流控制单元中比较器CMP的反向输入端；峰值电流控制单元由电流/电压放大器、差分转单端输出和比较器CMP三部分组成。其中，电流/电压放大器通过检测网络采样待控制电流支路的差分电流/电压信号，将其放大后然后通过差分转单端转化成电压再接入到比较器CMP的同相输入端；比较器CMP的输出与一RS触发器的复位端R相接；触发器的置位端由一振荡器产生的时钟相连；RS触发器的输出送入到功率驱动电路中通过驱动电路控制Buck上下功率MOSFET通断。

传统峰值电流模式控制的Buck工作时，输出电压V_OUT经过电阻分压器R₁和R₂在FB节点送入误差放大器EA的反向输入端，然后EA将FB点的电压V_FB与同相输入端的V_ref比较，输出一个负相关于他们差值的信号V_EA；误差放大器EA的输出V_EA之后与一斜坡信号V_RAMP做差完成斜坡补偿后得到补偿信号V_COMP，该信号被送入到电流控制单元中比较器CMP的反向输入端作为峰值电流的等效设定值。Buck上管Q_H导通时，电感电流线性上升，由于电感电流被检测网络采样并差分放大，比较器CMP的同相输入即差分转单端输出V_L也线性上升；当差分单端输出V_L＞V_COMP时，比较器CMP翻转输出高电平将与其相连的RS触发器复位；RS触发器输出低电平控制功率驱动电路关闭上管Q_H并打开下管Q_L，此时电感电流线性下降直到时钟信号CLK将RS触发器置位，之后Buck变换器进入下一个周期并周而复始。设振荡器时钟CLK的周期为T，上管Q_H导通时间即电感电流上升时间为t_ON，则电感电流下降时间为T-t_ON；根据电感伏秒平衡可得到输出电压的表达式当输出电压高于由误差放大器EA设定的值V_ref时，EA的输出减小，导致比较器CMP翻转阈值电压减小，即电感电流峰值减小，这样输出到负载的能量减少，从而抑制了输出电压增大，反之亦然。峰值电流模式通过采样输出电压设定电感电流峰值，控制输出所获得的能量，从而维持了输出电压的稳定。

然而现有技术实现如图1所示的Buck峰值电流模式控制中的峰值电流控制单元存在如下缺点：(1)电感电流经过检测网络(如采样电阻)后要经过差分放大和双端转单端两重模拟电路环节才送入到比较器CMP，这给电流环路带来了很大的延时，这会严重制约控制环路的速度，降低变换器负载调整率，限制了整个系统在高速场合的应用；(2)差分转单端模拟环节由于是闭环系统，其带宽增益积一般为恒定值，该环节对信号的放大效果和信号处理速度存在固有的矛盾；差分转单端环节想同时提高增益和带宽，在IC工艺一定情况下，其必然会消耗很大的功耗；(3)误差放大器EA的输出经过斜坡补偿后送入比较器CMP才同经过两重模拟环节延时的信号V_L相比较，这使得电感电流实际的峰值与设定峰值有较大的出入，这限制了变换器电感电流峰值和输出的精度；(4)目前检测网络大部分由一个直接与待检测电流支路串联的采样电阻R_SENSE实现，传统峰值电流模式控制种峰值电流控制单元的缺点导致在R_SENSE上很难实现较低的翻转电压；这使得采样电阻消耗较大的功率，从而增大控制电路的功耗，同时也降低了系统的稳定性；此外，较大功率的采样电阻会增大整个系统的成本。

技术实现要素：

基于上述，本发明提供了一种基于峰值电流模式控制的峰值电流控制单元，能够大幅提高峰值电流控制的速度和精度，同时降低了控制电路的功耗。

一种基于峰值电流模式控制的峰值电流控制单元，应用于Buck、Boost或Flyback等变换器系统中；所述的峰值电流控制单元包括：

差分开环跨导放大器，用于将变换器系统输出的反馈电压信号以及外部模块提供的基准电压信号通过运放钳位产生一对差分的电流信号，同时将变换器系统中检测网络输出的两路差分电压信号转换成另一对差分的电流信号；进而将这两对差分的电流信号对应作差后得到两路差分电流信号；

差分开环跨阻放大器，用于将所述的两路差分电流信号放大成两路差分电压信号；

比较器，用于对差分开环跨阻放大器输出的两路差分电压信号进行比较后输出单端信号以提供给变换器系统中的RS触发器。

所述的差分开环跨导放大器包括四个电阻r₁～r₂和R₁～R₂、两个高压NMOS管M₁和M₃、两个低压NMOS管M₂和M₄以及两个运算放大器OP₁和OP₂；其中，电阻r₁的一端通过端口ISNS_P接收检测网络输出的一路差分电压信号，电阻r₂的一端通过端口ISNS_N接收检测网络输出的另一路差分电压信号，电阻r₁的另一端与高压NMOS管M₁的漏极相连并输出一路差分电流信号，电阻r₂的另一端与高压NMOS管M₃的漏极相连并输出另一路差分电流信号，高压NMOS管M₁的源极与低压NMOS管M₂的漏极相连，高压NMOS管M₃的源极与低压NMOS管M₄的漏极相连，高压NMOS管M₁和M₃的栅极均接电源电压VDD，低压NMOS管M₂的栅极与运算放大器OP₁的输出端相连，低压NMOS管M₄的栅极与运算放大器OP₂的输出端相连，运算放大器OP₁的同相输入端通过端口V_COMP接收所述的反馈电压信号，运算放大器OP₂的同相输入端通过端口V_REF接收所述的基准电压信号，运算放大器OP₁的反相输入端与低压NMOS管M₂的源极以及电阻R₁的一端相连，运算放大器OP₂的反相输入端与低压NMOS管M₄的源极以及电阻R₂的一端相连，电阻R₁和R₂的另一端均接地。

所述的差分开环跨阻放大器包括三个高压PMOS管M₇～M₉、两个高压NMOS管M₆和M₁₁、两个低压NMOS管M₅和M₁₀以及两个电阻R₃和R₄；其中，高压PMOS管M₇的源极与高压PMOS管M₈的源极相连并接收差分开环跨导放大器输出的一路差分电流信号，高压PMOS管M₉的源极与高压NMOS管M₁₁的漏极相连并接收差分开环跨导放大器输出的另一路差分电流信号，高压PMOS管M₇的栅极与高压PMOS管M₈的栅极、高压PMOS管M₉的栅极、高压PMOS管M₇的漏极以及高压NMOS管M₆的漏极相连，高压PMOS管M₈的漏极与电阻R₃的一端相连并输出一路差分电压信号，高压PMOS管M₉的漏极与电阻R₄的一端相连并输出另一路差分电压信号，高压NMOS管M₆的源极与低压NMOS管M₅的漏极相连，高压NMOS管M₁₁的源极与低压NMOS管M₁₀的漏极相连，高压NMOS管M₆和M₁₁的栅极均接电源电压VDD，低压NMOS管M₅和M₁₀的栅极均接收外部模块提供的偏置电压信号，低压NMOS管M₅的源极与低压NMOS管M₁₀的源极、电阻R₃的另一端以及电阻R₄的另一端相连并接地。

相对于现有技术，本发明具有以下有益技术效果：

(1)本发明将误差放大器输出比较与差分信号放大同步实现，采用开环差分放大结构处理信号，提高了峰值电流控制的速度和精度，降低了控制电路的功耗。

(2)本发明峰值电流控制单元集成了高压器件，可实现变换器宽输入范围的峰值电流控制。

(3)本发明开环跨导放大器和开环跨阻放大器均采用电阻作为放大器负载，对信号具有极高的处理速度和显著放大功能，又由于放大器均处在开环状态，其可以满足在高信号处理速度状态下的低功耗要求。

(4)本发明端口V_REF电压通过运放控制的一路电流可以实现对电流信号的差分处理，提高精度和抗干扰性，还可以实现系统对于轻负载状态下的跳周期模式功能，提高系统轻载状态下的效率。

(5)在检测网络为采样电阻时，本发明可减小采样电阻的功率消耗，提高系统的效率和增强了稳定性，较小的功率电阻可以降低系统的成本。

附图说明

图1为采用传统峰值电流模式控制的Buck电路结构示意图。

图2为采用本发明峰值电流控制单元的Buck电路结构示意图。

图3为本发明峰值电流控制单元的具体实施电路图。

图4为采用本发明峰值电流控制单元的Boost电路结构示意图。

图5为采用本发明峰值电流控制单元的Flyback电路结构示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

本发明峰值电流控制单元可应用于峰值电流模式控制的Buck，Boost和Flyback等功率拓扑。在图2中，以Buck应用为例：该峰值电流控制单元有5个主要端口和三个子模块：5个主要端口为：ISNS_P，ISNS_N，V_COMP，V_REF和OUT；三个子模块为：开环跨导放大器，开环跨阻放大器和比较器CMP。ISNS_P和ISNS_N通过检测网络接收电流差分信号，V_COMP连接到经斜坡补偿后的误差放大器EA输出V_COMP。V_REF接参考电压V_ref2，OUT输出数字信号到RS触发器的复位端R。开环跨导放大器接收自端口ISNS_P和ISNS_N传入的差分电压信号，输出差分电流信号到开环跨阻放大器中，然后开环跨阻放大器输出差分电压信号至比较器CMP。在开环跨导放大器中，V_COMP和V_ref2通过运放钳位产生两路电流，这两路电流与ISNS_P和ISNS_N端口差分电压产生的另外两路电流作差，其得到的差分电流信号送入到开环跨阻放大器，经处理后得到差分电压信号，该差分电压信号送入到比较器，通过比较器输出控制相应开关管关断。

如图3所示，本发明峰值电流控制单元的具体电路实现包括：电阻r₁，r₂，R₁，R₂，R₃和R₄、高压NMOS管M₁，M₃，M₁₁和M₆、低压NMOS管M₂，M₄，M₁₀和M₅、高压PMOS管M₇，M₈和M₉、运算放大器OP₁和OP₂以及比较器CMP。器件r₁，r₂，R₁，R₂，M₁，M₂，M₃，M₄，OP₁，OP₂构成开环跨导放大器(OTA)；器件R₃，R₄，M₅，M₆，M₇，M₈，M₉，M₁₀，M₁₁构成开环跨阻放大器(TIA)。其中r₁＝r₂＝r，R₃＝R₄＝R_TIA

电阻r₁，r₂的一侧分别通过端口ISNS_P，ISNS_N与检测网络相接；另一侧分别与高压PMOS管M₈，M₉的源极相接。M₈和M₉漏极分别通过电阻R₃和R₄接到地；他们的栅极都接到高压PMOS管M₇的栅极。高压PMOS管M₇采用二极管接法，其源极与高压PMOS管M₈的源极相连，漏极接到高压NMOS管M₆的漏极。高压NMOS管M₆的栅极接芯片内部电源VDD，其源极接到低压NMOS管M₅的漏极。M₅的源极接地，栅极与低压NMOS管M₁₀的栅极相连由芯片其他模块产生的偏置电压V_bias偏置。低压NMOS管M₁₀漏极端与高压NMOS管M₁₁源极相接。高压NMOS管M₁₁的栅极接芯片内部电源VDD，其漏极与高压PMOS管M₉的源极相连。高压NMOS管M₁的漏极与M₇的源极相接，源极与低压NMOS管M₂的漏极相接，栅极与VDD相连。低压NMOS管M₂的栅极与运算放大器OP₁的输出相接，源极与运放OP₁的反相输入端相连，并通过电阻R₁接地。运算放大器OP₁的同相输入端接到端口V_COMP。高压NMOS管M₃的漏极与高压PMOS管M₉的源极相接，栅极同VDD相连，源极接到低压NMOS管M₄的漏极上。低压NMOS管M₄的栅极与运算放大器OP₂的输出相接，源极与运放OP₂的反相输入端相连，并通过电阻R₂接地。

本发明峰值电流控制单元通过检测网络，将差分信号通过端口ISNS_P和端口ISNS_P送入控制单元内。两路信号通过电阻r₁和r₂分别输入到两组共栅极放大器的输入端P₁和N₁。两组共栅极放大器分别由M₈，R₃和M₉，R₄组成。MOS管M₅，M₆，M₇将芯片其他模块产生的偏置V_bias的电流由M₇拷贝到M₈和M₉所在支路，为两组共栅极放大器提供静态电流。MOS管M₈和M₉具有相同的宽长比，他们所在支路从P₁和N₁节点拉取相同的电流；为了使P₁和N₁保持相同电位，MOS管M₁₀，M₁₁被引入从N₁节点抽取电流。设置拷贝管M₁₀和M₅具有相同的宽长比，那么MOS管M₁₀所在支路从N₁节点抽取电流就等于M₅所在支路从P₁节点抽取的电流。运放OP₁与将M₂的源极钳位成V_COMP，即电阻R₁所在支路从P₁节点抽取的电流为I_COMP＝V_COMP/R₁。同理，电阻R₂由于被运放OP₂和M₄钳位，所在支路从N₁节点抽取的电流为I_REF＝V_REF/R₂。由于使r₁＝r₂＝r，则节点P₁与节点N₁的电压完全由V_{ISNS_P}，V_{ISNS_N}，I_COMP和I_REF决定：即VPN₁＝V_{ISNS_N}-V_{ISNS_P}+(I_COMP-I_REF)·r。显然比较器CMP翻转的临界条件为节点P₁与N₁的电位相等，即V_PN1＝0。由上述关系式我们可以得到比较器CMP翻转时检测网络差分信号的值，

如图2所示，峰值电流控制器输出高电平时使RS触发器复位带动后面电路关闭开关管以控制电流峰值，因此我们让V_REF所控制电流支路的电流比V_COMP所控制的电流大一些。这样确保比较器CMP输出在待检测电流达到峰值前为低电平，待检测电流可以按照设定随时间增大。当待检测电流上升到检测网络差分信号所对应的最大值(对于检测网络为一串联采样电阻R_SENSE时，比较器CMP翻转输出高电平。该高电平触发与其相连的电路关断电感电流支路所在的开关管，电感电流随之下降，比较器CMP翻转回低电平。

下面分析本发明峰值电流控制单元达到电路临界翻转电平时，该单元对小信号的差分放大处理。当待检测电流达到预设定的电路最大值(对于检测网络为一串联采样电阻R_SENSE时，时，V_P1＝V_N1。差分开环跨导放大器输入小信号设定为：Δv_{ISNS_P}，Δv_{ISNS_N}，Δv_COMP。设定MOS管M₈和M₉的宽长很大，即MOS管M₈和M₉具备强的电流能力。则当输入到该差分跨阻放大器的差分电流存在变化时，MOS管M₈和M₉的源极电压不变。因此，差分开环跨导放大器的差分电流输出为：Δi＝Δi_P-Δi_N，其中则差分开环跨阻放大器的差分电流输入为差分开环跨导放大器的电流输出，则差分开环跨阻放大器的差分电压输出为

与传统的峰值电流模式控制中的峰值电流控制单元相比，如图3所示的峰值电流控制单元有如下特点：峰值电流控制单元不含差分转单端输出这一模拟环节；将经斜坡补偿后的误差放大器EA输出V_COMP前移到电流电压放大器环节，接入运算放大器OP₁的同相输入端。通过运放OP₁钳位电阻R₁的电压，产生一路正比于V_COMP的电流I_COMP＝V_COMP/R₁来直接作用于放大前的差分电压信号。

为了消除芯片电路噪声，克服芯片制造过程中器件失调等一系列非理想因素，本峰值电流控制单元电路如前所述在N₁节点引入了由V_REF控制的结构相同的电流支路。其电路参数除电阻R₂之外与V_COMP所控制的电流支路完全相同。即运放OP₁与OP₂相同，高压NMOS管M₁与M₃相同，低压NMOS管M₂与M₄相同。

本发明不含差分转单端输出环节，在待测电流对应的差分信号放大前引入差分电流即时设定电流峰值，开环跨导放大器(OTA)和开环跨阻放大器(TIA)的负载为电阻，相比较传统峰值电流控制单元其显著地提高了整个变换器的速度，可实现非常精准的翻转电压设定又由于放大器均工作在开环工作方式，其具备很大的带宽。传统峰值电流控制单元中存在闭环工作状态的双端转单端环节，本发明与其相比在相同带宽和增益的条件下(本发明的速度上限显著超过传统峰值电流控制单元，这里同带宽和增益为说明本发明功耗优点)可以实现很低的功耗。在检测网络为一采样电阻时，本发明峰值电流控制器相比传统峰值电流控制器可实现很低的翻转电压，这会很大程度上减少采样电阻上的功耗，提高了芯片和整个系统的效率与稳定性。

为了使峰值电流控制单元在不同电路拓扑(Buck，Boost和Flyback等)具备宽输入电压范围，高压MOS管被引入到如图3所示的峰值电流控制单元中。其中高压NMOS管M₁，M₃，M₁₁和M₆不仅具备阻挡高压作用，而且也增强了所在支路的电流源特性，保证了静态工作电流的稳定性。在实际应用中，可以根据需要在高压PMOS管M₇，M₈和M₉下面加上一层PMOS管与上层形成共源共栅结构，提高静态电流的电流源特性。

V_REF控制的电流支路还可以实现变换器跳周期模式功能。跳周期模式是变换器对于轻载模式下的一种节省系统功耗的特定功能。当负载变轻时，输出电压V_OUT上升，从而V_COMP下降。当V_COMP下降到低于V_REF时，本发明峰值电流控制单元会恒定输出高电平，关闭待检测电流所在的开关管。在控制电路数个周期中，待检测电流的开关管都不会开启。输入在数个周期都不会向负载传递能量，从而最大限度使V_OUT下降，维持了输出电压的恒定。当V_OUT回归到正常值时，V_COMP高于V_REF，该电路按照上述设定的翻转值周而复始工作。

如图4所示为本发明峰值电流控制单元在基于峰值电流模式控制的Boost变换器的应用。为了使峰值电流控制单元可以正常工作，检测网络放置在输入V_in和电感L之间。ISNS_P和ISNS_N通过检测网络接收电流差分信号，V_COMP连接到经斜坡补偿后的误差放大器EA输出V_COMP。V_REF接参考电压V_ref2，OUT输出数字信号到RS触发器的复位端R。其余部分与Boost传统的峰值电流模式控制结构相同。

如前面具体实施方式所述，该峰值电流控制单元设定的检测网络的差分信号翻转值为以检测网络为采样电阻R_SENSE为例，该Boost变换器的电感电流峰值被差分信号翻转值设定为Boost下管Q_L导通时，电感电流线性上升，同时检测网络输入到峰值电流控制单元的差分信号V_{ISNS_P}-V_{ISNS_N}也线性上升。此时，峰值电流控制单元输出低电平。当该差分信号达到设定翻转值时，峰值电流控制单元内部翻转在OUT输出高电平到RS触发器的复位端。RS触发器输出低电平触发芯片功率驱动电路关闭下管Q_L，打开上管Q_H。电感电流随之被切换到负载端并线性减小，检测网络输出的差分信号V_{ISNS_P}-V_{ISNS_N}减小，峰值电流控制单元翻转输出低电平。RS触发器继续保持输出，直到CLK信号在下个周期开始时为高将触发器置位。变换器进入下一个工作周期，周而复始。设振荡器时钟CLK的周期为T，上管Q_H导通时间即电感电流上升时间为t_ON，则电感电流下降时间为T-t_ON。根据电感伏秒平衡可得到输出电压的表达式当输出电压高于由误差放大器EA设定的值V_ref1时，EA的输出减小，导致比较器CMP翻转阈值电压减小，即电感电流峰值减小，这样输出到负载的能量减少，从而抑制了输出电压增大。反之亦然。峰值电流模式通过采样输出电压设定电感电流峰值，控制输出所获得的能量，从而维持了输出电压的稳定。

如图5所示为本发明峰值电流控制单元在基于峰值电流模式控制的Flyback变换器的应用。该Flyback采样副边反馈，通过特定方式(如光耦)传递到原边的控制电路。为了使峰值电流控制单元可以正常工作，检测网络被放置在输入V_in和变压器原边之间。输出V_OUT隔离反馈到原边，经过斜坡补偿后得到V_COMP。V_COMP随后被送入峰值电流控制单元端口V_COMP。峰值电流控制单元端口V_REF接参考电压V_ref，OUT与RS触发器的复位端R相连。RS触发器的置位端S接入振荡器产生的时钟信号CLK，其输出Q接芯片功率驱动电路控制Flyback功率管通断。

如前面具体实施方式所述，该峰值电流控制单元设定的检测网络的差分信号翻转值为以检测网络为采样电阻R_SENSE为例，该Flyback变换器的原边电流峰值被差分信号翻转值设定为功率MOS管Q导通时，原边电流线性上升，同时检测网络输入到峰值电流控制单元的差分信号V_{ISNS_P}-V_{ISNS_N}也线性上升。此时，峰值电流控制单元输出低电平。当该差分信号达到设定翻转值时，峰值电流控制单元内部翻转在OUT输出高电平到RS触发器的复位端。RS触发器输出低电平触发芯片功率驱动电路关闭功率MOS管Q，原边电流迅速减小到零，变换器副边二极管导通变压器将原边的电流在变压器建立的磁场能量传递到副边。峰值电流控制单元因原边电流迅速减小到0而翻转输出低电平，RS触发器继续保持输出，直到CLK信号在下个周期开始时为高将触发器置位。变换器进入下一个工作周期，周而复始。当输出电压高于由误差放大器EA设定的值V_ref1时，EA的输出减小，导致比较器CMP翻转阈值电压减小，即电感电流峰值减小，这样输出到负载的能量减少，从而抑制了输出电压增大。反之亦然。峰值电流模式通过采样输出电压设定Flyback原边电流峰值，控制输出所获得的能量，从而维持了输出电压的稳定。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。