用于峰值电流控制转换器的数字斜率补偿的制作方法

本发明涉及用于切换模式电力供应器(smps)应用的峰值电流控制，且特定来说，本发明涉及将数字斜率补偿用于峰值电流控制。

背景技术：

峰值电流控制是在切换模式电力供应器(smps)拓扑(例如降压、升压及降升压功率转换器)及其衍生拓扑中的流行的控制技术，其用于改进动态响应、较大噪声抑制、磁性组件中的磁通量平衡、逐循环电流限制及并联连接的smps设备之间的简化负载分担。峰值电流控制smps系统通常具有产生峰值电流参考信号的补偿器。使用高速模拟比较器来比较此信号与预处理电感器/开关电流。高速模拟比较器有效地控制smps的脉宽调制器(pwm)。当预处理电感器/开关电流超过峰值电流参考信号(由外部电压补偿器产生)时，切断smps开关。在完成经编程的pwm切换周期之后再次接通smps电力开关，借此实现固定频率操作。预处理电感器/开关电流仅为由“斜率补偿”斜坡信号修改的感测电感器/开关电流，所述“斜率补偿”斜坡信号将向下斜率调制到电流参考值上以稳定电力电路。需要斜率补偿斜坡信号来实施smps拓扑中的峰值电流控制技术，这是因为其在以大于50％的pwm工作循环操作smps时消除次谐波振荡。

具有模拟斜率补偿的数字电压补偿器

峰值电流控制通常为使用线性放大器(例如模拟运算放大器)、数字触发器及模拟比较器来实施或通过使用专用集成电路(asic)来实施的模拟技术。使用微控制器来实施峰值电流控制技术的流行方法涉及：使用数字补偿器来替换模拟补偿器，借此产生“数字峰值电流参考信号”。此数字峰值电流参考信号耦合到数/模转换器(dac)的输入。dac的输出是到内置高速模拟比较器的(负)输入。预处理电感器/开关电流(使用外部电路)通常被提供到内置高速模拟比较器的正端子。应注意，归因于额外组件需求，使用外部模拟网络电路来实施斜率补偿存在可靠性问题。

上述方法的替代可为从由数字补偿器提供的数字峰值电流参考信号连续减去数字斜坡信号。这将需要极高速地中断数字处理器，所述速度可为转换器的切换频率的若干倍。此要求限制pwm切换频率范围且因此使此方法不适用于通常以高切换频率运行(尤其为使用低成本微控制器)的商用smps。

另一替代可为在微控制器内提供专用核心或外围设备，其在无中央处理单元(cpu)介入的情况下具体地执行此数学运算。然而，此新增的外围设备功能会增加微控制器成本。

具有数字斜率补偿的数字电压补偿器

为实施包括数字补偿器及与模拟比较器组合的数字斜率补偿的数字峰值电流控制解决方案，已在文献中提出数种方法且已对一些方法申请专利。已获得专利的方法中的一者涉及用于运算斜率补偿因子(ksc)的输入及输出电压的逐循环测量。数学表达式(其为ksc的函数)、测量电感器/开关电流及数字峰值电流参考用于确定数字斜率补偿的峰值电流参考。数字斜率补偿的峰值电流参考被载入到高速dac中且其模拟输出被应用于高速模拟比较器的输入。此数学表达式可能需要两个除法指令及两个乘法指令以及数个加减法指令，其为运算密集型的且需要强大数字处理器以在pwm循环之间的短时间内适当地执行。由弗兰克·施迈瑟(frankschafmeister)及托拜厄斯·格罗特(tobiasgrote)于2012年10月2日发布的标题为“用于电流模式控制的数字斜率补偿(digitalslopecompensationforcurrentmodecontrol)”的第8,278,899b2号美国专利中更完全地描述此全数字补偿方法。

技术实现要素：

因此，需要在无需单独硬件模块来进行斜率补偿、外部模拟组件或高运算产出率处理的情况下实施峰值电流控制。

根据实施例，一种用于提供切换模式电力供应器(smps)控制器中的斜率补偿的方法可包括以下步骤：在pwm循环开始时接通pwm控制信号；对到smps的输入电压(vin)取样；将所述经取样的输入电压(vin)转换为其数字表示(vin_d)；从所述smps取样输出电压(vo)；将所述经取样的输出电压(vo)转换为其数字表示(vout_d)；当每一脉宽调制(pwm)信号在pwm循环开始时接通时，对所述smps的电感器电流(il)取样，其中所述电感器电流(il)可处于最小电感器电流值(iv)处；将所述经取样的最小电感器电流(iv)转换为其数字表示(iv_d)；根据以下步骤使用数字处理器来确定数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)：确定a，其中a可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的数字表示的函数，

对于降压转换器拓扑，

对于升压转换器拓扑，

对于降升压转换器拓扑，

其中β可在0.5＜β≤1的范围内，

确定b，其中b可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的数字表示的函数，

对于降压转换器拓扑，

对于升压转换器拓扑，

对于降升压转换器拓扑，

其中β可在0.5＜β≤1的范围内，

使a与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘，使b与数字控制参考电流(ic_d)相乘，且使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝a*iv_d+b*ic_d)；使用数/模转换器(dac)来将所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)转换为模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)；使用模拟比较器来比较所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)与所述电感器电流(il)；当所述电感器电流(il)可大致上等于所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)时，使用来自所述模拟比较器的输出来切断所述pwm控制信号；及在下pwm循环开始时返回到接通所述pwm控制信号的步骤。

根据所述方法的另一实施例，当β可等于1时确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)的步骤可包括以下步骤：确定d，其中

对于降压转换器拓扑，d＝vout_d/vin_d，

对于升压转换器拓扑，d＝1-vin_d/vout_d，及

对于降升压转换器拓扑，d＝vout_d/(vin_d+vout_d)；

使d与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘，使(1-d)与所述数字控制参考电流(ic_d)相乘，且使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝d*iv_d+(1-d)*ic_d)。

根据所述方法的另一实施例，可由数字补偿器确定所述数字控制参考电流(ic_d)。根据所述方法的另一实施例，所述数字补偿器可选自由单极单零低通滤波器、双极双零低通滤波器、三极三零低通滤波器、数字比例-积分-微分(pid)控制器、数字比例-积分(pi)控制器及数字硬件补偿器组成的群组。

根据另一实施例，一种用于提供降压转换器拓扑切换模式电力供应器(smps)控制器中的斜率补偿的方法可包括以下步骤：在pwm循环开始时接通pwm控制信号；对到smps的输入电压(vin)取样；将所述经取样的输入电压(vin)转换为其数字表示(vin_d)；从所述smps取样输出电压(vo)；将所述经取样的输出电压(vo)转换为其数字表示(vout_d)；当每一脉宽调制(pwm)信号在pwm循环开始时接通时，对所述smps的电感器电流(il)取样，其中所述电感器电流(il)可处于最小电感器电流值(iv)处；将所述经取样的最小电感器电流(iv)转换为其数字表示(iv_d)；根据以下步骤使用数字处理器来确定数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)：确定a，其中a可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的数字表示的函数，其中

且β可在0.5＜β≤1的范围内；

确定b，其中b可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的数字表示的函数，其中

且β可在0.5＜β≤1的范围内，

使a与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘，使b与数字控制参考电流(ic_d)相乘，且使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝a*iv_d+b*ic_d)；使用数/模转换器(dac)来将所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)转换为模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)；使用模拟比较器来比较所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)与所述电感器电流(il)；当所述电感器电流(il)可大致上等于所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)时，使用来自所述模拟比较器的输出来切断所述pwm控制信号；及在下pwm循环开始时返回到接通所述pwm控制信号的步骤。

根据所述方法的另一实施例，当β可等于1时确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)的步骤可包括以下步骤：确定d，其中d＝vout_d/vin_d；使d与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘；使(1-d)与所述数字控制参考电流(ic_d)相乘；及使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝d*iv_d+(1-d)*ic_d)。

根据所述方法的另一实施例，可由数字补偿器确定所述数字控制参考电流(ic_d)。根据所述方法的另一实施例，所述数字补偿器可选自由单极单零低通滤波器、双极双零低通滤波器、三极三零低通滤波器、数字比例-积分-微分(pid)控制器、数字比例-积分(pi)控制器及数字硬件补偿器组成的群组。

根据又一实施例，一种用于提供升压转换器拓扑切换模式电力供应器(smps)控制器中的斜率补偿的方法可包括以下步骤：在pwm循环开始时接通pwm控制信号；对到smps的输入电压(vin)取样；将所述经取样的输入电压(vin)转换为其数字表示(vin_d)；从所述smps取样输出电压(vo)；将所述经取样的输出电压(vo)转换为其数字表示(vout_d)；当每一脉宽调制(pwm)信号在pwm循环开始时接通时，对所述smps的电感器电流(il)取样，其中所述电感器电流(il)可处于最小电感器电流值(iv)处；将所述经取样的最小电感器电流(iv)转换为其数字表示(iv_d)；根据以下步骤使用数字处理器来确定数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)：确定a，其中a可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的所述数字表示的函数，其中

且β可在0.5＜β≤1的范围内，

确定b，其中b可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的所述数字表示的函数，其中

且β可在0.5＜β≤1的范围内，

使a与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘，使b与数字控制参考电流(ic_d)相乘，且使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝a*iv_d+b*ic_d)；使用数/模转换器(dac)来将所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)转换为模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)；使用模拟比较器来比较所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)与所述电感器电流(il)；当所述电感器电流(il)可大致上等于所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)时，使用来自所述模拟比较器的输出来切断所述pwm控制信号；及在下pwm循环开始时返回到接通所述pwm控制信号的步骤。

根据所述方法的另一实施例，当β可等于1时确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)的步骤可包括以下步骤：确定d，其中d＝1-vin_d/vout_d；使d与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘；使(1-d)与所述数字控制参考电流(ic_d)相乘；及使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝d*iv_d+(1-d)*ic_d)。

根据所述方法的另一实施例，可由数字补偿器确定所述数字控制参考电流(ic_d)。根据所述方法的另一实施例，所述数字补偿器可选自由单极单零低通滤波器、双极双零低通滤波器、三极三零低通滤波器、数字比例-积分-微分(pid)控制器、数字比例-积分(pi)控制器及数字硬件补偿器组成的群组。

根据又一实施例，一种用于提供降升压转换器拓扑切换模式电力供应器(smps)控制器中的斜率补偿的方法可包括以下步骤：在pwm循环开始时接通pwm控制信号；对到smps的输入电压(vin)取样；将所述经取样的输入电压(vin)转换为其数字表示(vin_d)；从所述smps取样输出电压(vo)；将所述经取样的输出电压(vo)转换为其数字表示(vout_d)；当每一脉宽调制(pwm)信号在pwm循环开始时接通时，对所述smps的电感器电流(il)取样，其中所述电感器电流(il)可处于最小电感器电流值(iv)处；将所述经取样的最小电感器电流(iv)转换为其数字表示(iv_d)；根据以下步骤使用数字处理器来确定数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)：确定a，其中a可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的所述数字表示的函数，其中

且β可在0.5＜β≤1的范围内，

确定b，其中b可为所述经取样的输出电压(vout_d)及所述经取样的输入电压(vin_d)的所述数字表示的函数，其中

且β可在0.5＜β≤1的范围内，

使a与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘，使b与数字控制参考电流(ic_d)相乘，且使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝a*iv_d+b*ic_d)；使用数/模转换器(dac)来将所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)转换为模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)；使用模拟比较器来比较所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)与所述电感器电流(il)；当所述电感器电流(il)可大致上等于所述模拟斜率补偿的峰值电流参考(icmp)时，使用来自所述模拟比较器的输出来切断所述pwm控制信号；及在下pwm循环开始时返回到接通所述pwm控制信号的步骤。

根据所述方法的另一实施例，当β可等于1时确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d)的步骤可包括以下步骤：确定d，其中d＝vout_d/(vin_d+vout_d)；使d与所述数字最小电感器电流(iv_d)相乘；使(1-d)与所述数字控制参考电流(ic_d)相乘；及使上述两个乘法步骤的结果相加以确定所述数字斜率补偿的峰值电流参考(icmp_d＝d*iv_d+(1-d)*ic_d)。

根据所述方法的另一实施例，可由数字补偿器确定所述数字控制参考电流(ic_d)。根据所述方法的另一实施例，所述数字补偿器可选自由单极单零低通滤波器、双极双零低通滤波器、三极三零低通滤波器、数字比例-积分-微分(pid)控制器、数字比例-积分(pi)控制器及数字硬件补偿器组成的群组。

根据上述实施例，一种将数字斜率补偿用于切换模式电力供应器(smps)的峰值电流控制的设备可包括：数字处理器及存储器；快速第一取样及保持电路，其具有耦合到电感器电流测量电路以对所述smps的电感器电流取样的输入；模拟多路复用器，其具有耦合到所述smps的输入电压(vin)的第一输入、耦合到来自所述smps的输出电压(vout)的第二输入、及耦合到所述快速取样及保持电路的输出的第三输入；第二取样及保持电路，其具有耦合到所述模拟多路复用器的输出的输入；模/数转换器(adc)，其具有耦合到所述第二取样及保持电路的输出的输入及耦合到所述数字处理器的数字输出；数/模转换器(dac)，其具有耦合到所述数字处理器的数字输入；快速模拟比较器，其具有耦合到所述电感器电流测量电路的第一输入及耦合到所述dac的输出的第二输入；及脉宽调制(pwm)产生器，其耦合到所述快速第一取样及保持电路及所述快速模拟比较器，其中当所述pwm产生器的输出首先接通时，所述快速第一取样及保持电路从所述电感器电流测量电路取得所述电感器电流的取样，且当来自所述电感器电流测量电路的所述电感器电流可大致上等于斜率补偿的峰值电流参考值(icmp)时，可切断所述pwm控制信号。

根据另一实施例，所述smps可包括降压转换器拓扑。根据另一实施例，所述smps可包括转换器升压拓扑。根据另一实施例，所述smps可包括降升压转换器拓扑。根据另一实施例，所述smps可包括相移全桥转换器拓扑。根据另一实施例，所述设备可包括微控制器。根据另一实施例，所述设备可包括数字信号控制器(dsc)。

附图说明

可通过参考结合附图的以下描述来获取本发明的更完全理解，其中：

图1说明根据本发明的特定实例实施例的混合信号集成电路(其具有使用斜率补偿来控制切换模式电力供应器(smps)模块的全数字峰值电流控制)的示意性框图；

图2说明根据图1中所展示的特定实例实施例的数字处理器内的数字控制系统实施方案的示意性框图；

图3说明根据本发明的教示的用于单个pwm循环的电感器电流的波形以及未经补偿的峰值电流参考及斜率补偿斜坡波形；

图4说明根据图1中所展示的特定实例实施例的与具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器组合使用的降压切换模式转换器模块的示意图；

图5说明根据图1中所展示的特定实例实施例的与具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器组合使用的升压切换模式转换器模块的示意图；

图6说明根据图1中所展示的特定实例实施例的与具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器组合使用的降升压切换模式转换器模块的示意图；

图7说明根据图1中所展示的特定实例实施例的具有通用次级整流器区块的相移全桥(psfb)转换器(其在互补pwm模式中运行且由具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器控制)的示意性框图；

图8说明根据图1中所展示的特定实例实施例的具有中心分接次级全波同步整流方案的psfb转换器(其在互补pwm模式中运行且由具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器控制)的示意性框图；

图9说明根据本发明的教示的用于图8中所展示的psfb转换器的pwm切换波形以及变压器电流及电压波形及电感器电流波形的示意性时序图；及

图10说明根据本发明的教示的从psfb测试电路(如图8中所展示)(其实施具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制，如图1中所描绘)捕获的示波器波形，其展示指示稳定转换器操作的变压器初级电压及电流波形。

虽然本发明允许各种修改及替代形式，但已在图式中展示且在本文中详细描述本发明的特定实例实施例。然而，应了解，本文对特定实例实施例的描述不希望将本发明限制于本文所揭示的特定形式，而是相反地，本发明将涵盖由所附权利要求书界定的所有修改及等效物。

具体实施方式

根据各种实施例，与混合信号集成电路中的数字处理器组合的软件程序可提供用于实施峰值电流控制smps系统的数字斜率补偿，同时具有低延时且需要最少硬件及软件资源。使用微控制器或数字信号控制器(dsc)来提供与smps系统的峰值电流控制一起使用的数字斜率补偿允许可配置性以通过写入到所述微控制器或sdc存储器映射中的寄存器来设置斜率值，允许电力供应器应用可实时动态地调适或配置。整个斜率补偿功能及pwm控制可自含于所述微控制器或dsc内且无需外部组件。此增强功能性可应用于任何微控制器或dsc控制smps，例如(但不限于)降压、升压、降升压或其衍生物。本文将可互换地使用对输入电压“vin”或“vin”及输出电压“vout”或“vo”的参考。

现参考图式，示意性地说明特定实例实施例的细节。图式中的相同元件将由相同数字表示，且类似元件将由具有不同小写字母下标的相同数字表示。

参考图1，图中描绘根据本发明的特定实例实施例的混合信号集成电路(其具有使用斜率补偿来控制切换模式电力供应器(smps)模块的全数字峰值电流控制)的示意性框图。混合信号(模拟及数字)微控制器或数字信号控制器(dsc)102提供切换模式电力供应器系统(大体上由数字100表示)的全数字峰值电流控制实施方案，微控制器或dsc102无需任何外部硬件。微控制器或dsc102可包括数字处理器104、耦合到数字处理器104的存储器106、快速捕获取样及保持电路116、模拟电压比较器112、pwm产生器108、功率晶体管驱动器110、数/模转换器(dac)118、模拟多路复用器124、通用取样及保持电路122及模/数转换器(adc)120。微控制器/dsc102可耦合到smps模块140且控制smps模块140，smps模块140将电压及电流(电力)供应到负载142。

可通过多路复用器124及取样及保持电路122来对输入电压vin及输出电压vout取样，接着，由adc120将输入电压vin及输出电压vout转换为其数字表示。这些输入电压及输出电压的数字表示可耦合到数字处理器104以进行进一步处理。通常，电压取样时序并不重要，这是因为输入电压vin及输出电压vout不会那么快地改变，例如，时间比pwm脉冲周期长很多。然而，在隔离拓扑(如相移全桥转换器)中，必须从变压器的次级侧取样输入电压(尤其当将控制器放置于次级侧时)。在此类情况中，输入电压取样变成与时序密切相关且还需要快速捕获取样及保持电路。

每当pwm产生器的输出接通(变为逻辑高)时，快速捕获取样及保持电路116可用以捕获谷值电流iv。pwm产生器输出在pwm循环开始时接通且此时电感器电流il处于最小电流值iv时。数字处理器104最终产生数字斜率补偿的峰值电流参考icmp_d。使此数字斜率补偿的峰值电流参考icmp_d通过dac118以将所述数字斜率补偿的峰值电流参考icmp_d转换为模拟斜率补偿的峰值电流参考icmp，且接着传到比较器112的输入。比较器112比较模拟斜率补偿的电流参考icmp与pwm循环电感器电流il，且当电感器电流il达到大致上相同于模拟斜率补偿的峰值电流参考icmp的值时，比较器112致使pwm产生器108切断smps电力模块140中的电力开关。此动作防止pwm工作循环大于50％时的smps电力模块140中的不稳定性及次谐波振荡。

参考图2，图中描绘根据图1中所展示的特定实例实施例的数字处理器内的数字控制系统实施方案的示意性框图。数字化感测量vin_d、vout_d、iv_d以及参考电压vref_d(从图1中的存储器106检索)形成到数字处理器104的输入。可使用减法区块210来运算数字电压误差。将此误差馈送到数字电压补偿器212。数字电压补偿器212通常可包括差分方程实施方案，例如单极单零补偿器、双极双零补偿器、三极三零补偿器或基于数字硬件的补偿器。可通过使用与转换器传递函数结合的数字控制系统设计技术来确定差分方程的系数。使用个别转换器的小信号建模或其它技术来导出转换器传递函数。在峰值电流控制系统的情况中，数字电压补偿器212可经设计以控制输出电压vout与峰值电流参考ic之间的传递函数。

可由数字电压补偿器212确定数字未补偿的峰值电流参考信号ic_d。同时，由数字负载产生器216计算pwm负载d及互补pwm负载d'，数字负载产生器216使用数字输入电压vin_d及数字输出电压vout_d作为其输入。将数字电压补偿器212的输出(ic_d)及来自数字负载产生器区块216的输出(d及d')馈送到产生数字斜率补偿的峰值电流参考icmp_d的数字峰值电流控制参考产生器214。数字电压补偿器212可包括例如(但不限于)单极单零低通滤波器、双极双零低通滤波器、三极三零低通滤波器、数字比例-积分-微分(pid)控制器、数字比例-积分(pi)控制器、任何其它适合数字补偿器或基于数字硬件的补偿器。

参考图3，图中描绘根据本发明的教示的单个pwm循环的电感器电流的波形以及未补偿峰值电流参考及斜率补偿斜坡波形。补偿斜坡具有-ma的斜率。iv是发生于每一个pwm循环开始时的电感器谷值电流。ic(呈模拟形式)是来自电压补偿器的未补偿峰值电流参考，且icmp(icmp)是斜率补偿的峰值电流参考。可见，icmp发生于上升电感器电流il与从ic减去的补偿斜坡的交汇点处。将电感器电流上升斜率(pwm-on)展示为mon且将下降斜率展示为-moff(pwm-off)。可从图3导出以下数学关系：

ic-madts＝icmp(1)

iv+mondts＝icmp(2)

从方程(1)导出

将方程(3)代入方程(2)中且使项重新排列以得出

icmp＝aiv+bic(4)

其中且

可从a项及b项的表达式得出

a+b＝1(5)

此隐含：如果我们确定a，那么可通过使用以下方程来确定b：

b＝1-a(6)

已知且最优值ma＝moff

因此，ma优选地将在以下范围内：

使方程(7)除以moff以得出

如果ma按比例moff变动，那么

ma＝βmoff(9)

将方程(9)代入方程(8)中以得出

从方程(10)，β具有范围(0.5,1]

将方程(9)代入a的表达式中

以下部分导出不同smps拓扑的a及b的值：

对于降压转换器，且将mon及moff的表达式代入方程(11)中得出如下的a及b＝1-a：

对于升压转换器，且将mon及moff的表达式代入方程(11)中得出如下的a及b＝1-a：

对于降升压转换器，且将mon及moff的表达式代入方程(11)中得出如下的a及b＝1-a：

在所有上述三个smps拓扑中，首先确定a及b，接着通过使用方程(4)中的表达式来确定icmp。对于最优斜率补偿(其中β＝1)的特殊情况，方程(12)到方程(17)将简化为以下形式：

icmp＝div+d'ic(18)

其中降压smps拓扑、升压smps拓扑及降升压smps拓扑的d的值是：

降压转换器：

升压转换器：

降压升压转换器：

为实现最优斜率补偿，可在数字处理器104中执行以下指令：一个除法指令、一个mac(乘法累加运算)指令及高达两个加法指令。

从方程(18)可见，斜率补偿的峰值电流参考icmp的确定与smps拓扑无关且无需专用斜率补偿模块。具有模拟输入、adc、dac及比较器的任何标准微控制器或dsc可用以实施本发明的教示。需要确定iv时的仅一个输入变量(电感器电流il)的快速取样以及仅一个乘法累加(mac)指令来计算斜率补偿的峰值电流参考icmp。其它变量(d及iref)从基于测量输入电压vin及输出电压vout的先前计算获知，其比pwm循环慢很多地改变。

参考图4，图中描绘根据图1中所展示的特定实例实施例的与具有数字斜率补偿的峰值电流控制转换器组合使用的降压切换模式转换器模块的示意图。降压转换器(大体上由数字140a表示)可仅产生比输入电压vin低的平均输出电压vout。在降压转换器140a中，使开关456(mosfet)与输入电压源vin串联。输入电压源vin通过开关456及低通滤波器(其使用电感器460及电容器462来实施)来馈送输出(图1中的负载142)。在稳定操作状态中，当开关456在ton的时期内接通时，输入电压源vin将能量提供到输出(负载142)以及电感器(l)。

参考图5，图中描绘根据图1中所展示的特定实例实施例的与具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器组合使用的升压切换模式转换器模块的示意图。升压转换器(大体上由数字140b表示)可仅产生比输入电压源vin高的输出平均电压vout。在升压转换器140b中，使电感器460与输入电压源vin串联。输入电压源vin通过电感器460、二极管458及电容器462来馈送输出。

参考图6，图中描绘根据图1中所展示的特定实例实施例的与具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器组合使用的降升压切换模式转换器模块的示意图。降升压转换器(大体上由数字140c表示)可产生比输入电压源vin高或比输入电压源vin低的输出平均电压vout。当接通开关456时，将能量储存于电感器460中且由电容器462支持负载。当切断开关456时，通过二极管458来将电感器460中的储存能量传递到电感器462及负载。

参考图7，图中描绘根据图1中所展示的特定实例实施例的具有通用次级整流器区块的相移全桥(psfb)转换器(其在互补pwm模式中运行且由具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器控制)的示意性框图。psfb转换器大体上由数字640表示。psfb转换器是广泛用于市售服务器及电信电力供应器中的dc-dc转换器。psfb转换器被归入降压衍生拓扑的种类中。因此，已使用与方程(19)结合的方程(18)来使此转换器实现具有最优斜率补偿的数字峰值电流控制。电力切换晶体管670、672、674及676被展示为以“h桥”配置连接，由pwm产生器630及632控制，且将交流电压提供到变压器682的初级。使出现于变压器的次级侧中的交流电压通过整流器区块622。在将此经整流电压馈送到负载ro664之前，使用由电感器660及电容器662组成的低通滤波器来对此经整流电压进行滤波。可预期且在本发明的范围内，可以许多不同方式配置整流器模块622，例如(但不限于)全波二极管、中心分接全波二极管、全波同步、中心分接全波同步、倍流整流器等等。已在具有全波中心分接同步整流的psfb转换器中成功地实施本发明的教示，如下文将更完全描述的图8中所展示。

参考图8，图中描绘根据图1中所展示的特定实例实施例的具有中心分接次级全波同步整流方案的psfb转换器(其在互补pwm模式中运行且由具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制器控制)的示意性框图。根据图1中所展示的特定实例实施例，psfb转换器由具有数字斜率补偿的数字峰值电流控制器控制。具有中心分接全波同步整流的psfb转换器大体上由数字640a表示。电力切换晶体管670、672、674及676以“h桥”配置连接，由pwm产生器630及632控制，且将交流电压提供到变压器682的初级。电力切换晶体管678及680经配置为全波整流器，由pwm产生器634控制，且提供来自变压器682的次级绕组的交流电压的低损耗整流。经整流电压在被馈送到负载ro664之前通过包括电感器660及电容器662的低通滤波器。可在变压器的次级侧上的中心分接点处感测输入电压(vin)。可在输出端子处直接感测输出电压(vout)。使用变压器682的初级侧上的电流变压器650来感测电感器电流的反射，且可从整流器652获得横跨负载电阻器654的dc电压的形式的电感器电流的反射。

参考图9，图中描绘根据本发明的教示的图8中所展示的psfb转换器的pwm切换波形以及变压器电流及电压波形及电感器电流波形的示意性时序图。ipri是变压器初级电流且il是次级侧电感器电流(其还是变压器初级电流的经反射且经整流的版本)。vpri是初级侧变压器电压。图8中的mosfet670及672分别由pwm产生器630的pwm信号pwm1h及pwm1l控制。mosfet674及676分别由pwm产生器632的pwm信号pwm2h及pwm2l控制。mosfet680及678分别由pwm产生器634的pwm信号pwm3h及pwm3l控制。pwm产生器630、632及634以固定频率运行。pwm产生器630及632相对于彼此相移达180度，而pwm产生器634具有与pwm产生器630的相位相同的相位。

正半电力输送循环t1开始于mosfet670及676的导通。当初级电流达到由数字峰值电流控制设置的斜率补偿的峰值电流参考icmp时，切断mosfet670且在短死区时间t2之后接通互补mosfet672。mosfet672将保持接通，直到pwm产生器630的周期结束。在时间t3期间，电感器电流续流通过同步整流器mosfet680，同时经反射初级电流续流通过mosfet672及676。在正半电力输送循环结束时，切断mosfet676且在死区时间t4之后接通mosfet674以开始负半电力输送循环t5。当初级电流达到由数字峰值电流控制设置的斜率补偿的峰值电流参考icmp时，mosfet674切断且在死区时间t6之后mosfet676接通。mosfet676保持接通，直到pwm产生器632的周期结束。在时间间隔t7期间，次级侧中的电感器电流续流通过mosfet678，同时此电流的反射续流通过mosfet672及676。在t7结束时，切断mosfet672且在死区时间t8之后，mosfet670接通以开始新的正半电力输送循环。在次级侧上，mosfet680在从电力输送周期的开始直到续流周期的结束(t1到t3)的正半电力输送循环期间导通，而mosfet678在从电力输送周期的开始直到续流周期的结束(t5到t7)的负半电力输送循环期间导通。

参考图10，图中描绘根据本发明的教示的从psfb测试电路(如图8中所展示)(其实施具有数字斜率补偿的全数字峰值电流控制，如图1中所描绘)捕获的示波器波形，其展示指示稳定转换器操作的变压器初级电压及电流波形。根据本发明的教示的图8中的变压器682的初级电流ipri以及从使用具有数字斜率补偿的数字峰值电流控制来控制的实时psfb转换器硬件获得的初级电压vpri的波形。已使用微芯片dspicdsc来实施数字控制。从图可见，基于本发明的教示来使用具有数字斜率补偿的数字峰值电流控制，转换器具有稳定操作，其具有约80％(>50％)的工作循环。

虽然已通过参考本发明的实例实施例来描绘、描述及界定本发明的实施例，但此类参考不隐含对本发明的限制，且无法推断出此限制。如相关技术领域的且受益于本发明的一般技术人员将想到，所揭示的标的物能够在形式及功能上作出相当大的修改、更改及等效。本发明的所描绘及所描述的实施例仅为实例，且并非为本发明的范围的全部。