一种空间矢量脉宽调制方法及设备与流程

本发明涉及信号调制技术领域，尤其涉及一种空间矢量脉宽调制方法及设备。

背景技术：

空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)是近年发展的一种比较新的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出的脉宽调制波尽可能接近于理想的正弦波形。SVPWM与传统的正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。SVPWM技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。而且采用SVPWM算法可使逆变器输出线电压幅值最大达到Ud,比常规SPWM法提高了约15.47％，因此目前无论在电机的开环调速系统或是电机的闭环调速系统中均得到广泛的应用。

SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加(即多次控制开关元件的通断状态以及控制开关元件的通断的持续时间)，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成脉宽调制波。

但是在实际工程应用中需要，因为需要较高的脉宽调制波的频率才能得到比较接近正弦波形的脉宽调制波，而这往往需要采用很高的开关频率才能保证良好的调制性能，但是高开关频率会带来严重的开关损耗，导致功率器件发热，带来的是高昂的散热设计、功率器件的寿命也会显著降低，因此在实际应用中要解决这一难题一般是通过降低开关次数或者是降低每次开关损耗这两种方式来达到的。其中，降低开关次数的出发点是在保证调制性能的前提下，尽可能地降低开关次数，从而到达降低开关损耗的目的，其基本原理是将基本矢量作用顺序的分配原则选定为：在每次开关状态转换时，只改变其中一相的开关状态，并且对零矢量在时间上进行了平均分配，以使产生的脉宽调制波对称，从而有效地降低脉宽调制波的谐波分量。例如其中的一种典型的方法——五段式SVPWM调制方法，其相对于七段式SVPWM调制方法在一个发波周期内三相中只有两相发生开关动作，所以能够将开关次数降低了三分之一。而降低每次开关损耗的出发点是降低开关管的导通损耗和关断损耗，降低母线电压和实现软开关是目前比较典型的技术方案。

但是上述两种方式都是直接根据逆变器当前输出的三相正弦波电压计算得到比较值，并且正弦波前半周期和正弦波后半周期的比较值相等，即在一个三相正弦波的周期内计算一次比较值，这样输出的波形并不能很好地贴近正弦波。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明的目的在于提供一种能够输出更加贴近正弦波的脉宽调制波的空间矢量脉宽调制方法及设备。

为了实现上述目的，本发明一方面提供了一种空间矢量脉宽调制方法，其包括以下步骤：获取三角波信号、待调制的三相电压信号以及电机的当前转子角度；当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；当检测到所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；其中，所述第一比较值与所述第二比较值不相等。

进一步地，所述步骤“当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平”具体为：将所述三相电压信号向前旋转四分之一个开关周期T_s；当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的前半周期内的第一派克逆变换角度；根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第一比较值；根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

进一步地，所述步骤“根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第一比较值”具体为：根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第一派克逆变换角度为根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第一比较值。

进一步地，所述步骤“当检测到所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平”具体为：将所述三相电压信号向后旋转四分之一个开关周期T_s；当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的后半周期内的第二派克逆变换角度；根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第二比较值；根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

进一步地，所述步骤“根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第二比较值”具体为：根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第二派克逆变换角度为根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第二比较值。

本发明另外一方面提供了一种空间矢量脉宽调制设备，其包括：获取模块，用于获取三角波信号、待调制的三相电压信号以及电机的当前转子角度；第一比较值模块，用于当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；第二比较值模块，用于当检测到所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；其中，所述第一比较值与所述第二比较值不相等。

进一步地，所述第一比较值模块包括：第一信号旋转单元，用于将所述三相电压信号向前旋转四分之一个开关周期T_s；第一派克逆变换角度单元，用于当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的前半周期内的第一派克逆变换角度；第一比较值单元，用于根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第一比较值；第一电平输出单元，用于根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

进一步地，所述第一比较值单元包括：第一转换子单元，用于根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第一派克逆变换角度为第一比较值计算子单元，用于根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第一比较值。

进一步地，所述第二比较值模块包括：第二信号旋转单元，用于将所述三相电压信号向后旋转四分之一个开关周期T_s；第二派克逆变换角度单元，用于当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的后半周期内的第二派克逆变换角度；第二比较值单元，用于根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第二比较值；第二电平输出单元，用于根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

进一步地，所述第二比较值单元包括：第二转换子单元，用于根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第二派克逆变换角度为第二比较值计算子单元，用于根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第二比较值。

本发明提供的所述空间矢量脉宽调制方法及所述空间矢量脉宽调制设备，通过当检测到获取到的所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据获取到的电机的当前转子角度以及所述三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；当检测到获取到的所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据获取到的电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；其中，所述第一比较值与所述第二比较值不相等。因此，本发明在一个开关周期内可以计算出两个数值不一样的比较值，并且获取到的所述三角波可以根据这两个比较值输出具有不同占空比的高低电平，以调制输出所述三相电压信号的相应的脉宽调制波，所以本发明通过计算出两个不同的比较值(等同于提高了开关的频率，这样可以在一个开关周期内输出更多的脉宽调制波，从而使得输出的脉宽调制波更贴近正弦波)，相比于现有的在一个开关周期内只计算一次比较值，能够输出更加贴近正弦波的脉宽调制波。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施方式中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的一种空间矢量调制方法流程图；

图2是本发明实施例提供的三相电压信号的相应的两个比较值在同一个三角波信号周期内加载在三角波信号上的示意图；

图3是本发明实施例提供的根据三相电压信号与三角波信号而输出的脉宽调制波的示意图；

图4是本发明实施例提供的一种空间矢量调制设备的结构示意图；

图5是本发明实施例提供的第一比较值模块的结构示意图；

图6是图5提供的第一比较值单元的结构示意图；

图7是图5提供的第二比较值模块的结构示意图；

图8是图5提供的第二比较值单元的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参见图1，本发明一方面提供了空间矢量脉宽调制方法，其包括步骤S10只步骤S12：

S10，获取三角波信号、待调制的三相电压信号以及电机的当前转子角度。

即，在当前时刻，获取已经预先调制好的所述三角波信号、输入到三相逆变器中的待调制的所述三相电压信号以及电机的当前时刻的转子角度(即电机的转子在当前时刻所处的角度位置，由可以测量电机转子角度的传感器来获取，例如霍尔传感器)。需要说明的是，所述三角波信号优选为等腰三角波信号。

S11，当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

即，当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时(即所述三角波信号从其最低点向其最高点行进)，这时根据获取到的电机的当前转子角度以及所述三相电压信号的各自的当前电压幅值生成所述第一比较值，然后将所述第一比较值与所述三角波信号进行比较(即将所述第一比较值装载在所述三角波信号最低点与最高点之间，请参见图2)，然后根据所述第一比较值与所述三角波信号而调制输出一个脉冲电平(可以是高电平或者是低电平)。

其中，为了便于对步骤S11的理解，在此提供一个优选实施例：即，优选地，步骤S11具体为步骤S110至步骤S113：

S110，将所述三相电压信号向前旋转四分之一个开关周期T_s。

即，将所述三相电压信号的相位向前移动四分之一个开关周期T_s(即下面所述的第一派克逆变换角度)。

S111，当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的前半周期内的第一派克逆变换角度。

当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时(即所述三角波信号从其最低点向其最高点行进)，将所述三相电压信号的信号频率f_c(在这里，信号频率f_c相当于电源的频率)和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n分别带入以下公式计算得出所三相电压信号相应的第一派克逆变换角度：即在进行计算后，所述三相电压信号的每一个正弦波信号都会有一个对应的第一派克逆变换角度。需要说明的是，所述第一派克逆变换角度是通过经过派克逆变换而转化出来的角度。

S112，根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第一比较值。

在此，优选地，步骤S112具体为步骤S1120至步骤S1121：

S1120，根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第一派克逆变换角度为

即，将获取到的所述第一派克逆变换角度以及所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值(即所述三相电压信号在dq坐标系下d轴的当前分量幅值U_d以及q轴的当前分量幅值Uq)分别代入到以下公式进行计算：

这样可以经过坐标系的转换而计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量U_1a与β轴分量U_1β。

S1121，根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第一比较值。

当计算得到所述三相电压信号的各自的α轴分量U_1a与β轴分量U_1β时，将所述所述三相电压信号的各自的α轴分量U_1a与β轴分量U_1β分别代入到以下公式进行计算：

公式中的U_1a、U_1b与U_1c分别代表的是所述三相电压信号的其中一个的电压表示值；这样可以计算得到经过开关周期旋转后的所述三相电压信号的各自的当前电压幅值。

然后根据以下公式对计算得到的所述三相电压信号注入三次谐波：

其中,即U_1a、U_1b和U_1c三个值的中间值的和除以2；U_1R、U_1S和U_1T表示的是添加三次谐波后的电压。

最后根据添加三次谐波后的电压通过以下公式计算得到相应的所述第一比较值：

其中，T_p表示的是所述三相电压信号的周期；C_1R、C_1S、C_1T分别代表的是三相电压信号的相应的第一比较值。

S113，根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

请参见图2，当根据以上步骤获取到所述第一比较值时，将所述三相电压信号各自相应的所述第一比较值(即C_1R、C_1S与C_1T)分别与所述三角波信号进行比较(即将所述第一比较值装载在所述三角波信号最低点与最高点之间)，然后所述三角波信号根据所述第一比较值而调制输出一个脉冲电平，其中，所述当前电平可以是高电平也可以是低电平。

S12，当检测到所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；其中，所述第一比较值与所述第二比较值不相等。

即，当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时(即所述三角波信号从其最低点向其最高点行进)，这时根据获取到的电机的当前转子角度以及所述三相电压信号的各自的当前电压幅值生成所述第一比较值，然后将所述第一比较值与所述三角波信号进行比较(即将所述第一比较值装载在所述三角波信号最低点与最高点之间，请参见图2)，然后根据所述第一比较值与所述三角波信号而调制输出一个脉冲电平(可以是高电平或者是低电平)。

优选地，步骤S12具体为步骤S120至步骤S123：

S120，将所述三相电压信号向后旋转四分之一个开关周期T_s。

即，将所述三相电压信号的相位向后移动四分之一个开关周期T_s(即下面所述的第二派克逆变换角度)。

S121，当检测到所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的后半周期内的第二派克逆变换角度。

当检测到所述三角波信号为从波峰向波谷行进时(即所述三角波信号从其最高点向其最低点行进)，将所述三相电压信号的信号频率f_c(在这里，信号频率f_c相当于电源的频率)和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n分别带入以下公式计算得出所三相电压信号相应的第二派克逆变换角度：即在进行计算后，所述三相电压信号的每一个正弦波信号都会有一个对应的第二派克逆变换角度。需要说明的是，所述第二派克逆变换角度是经过派克逆变换而转化出来的角度。

S122，根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第二比较值。

优选地，步骤S122具体为步骤S1220至步骤S1221：

S1220，根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第二派克逆变换角度为

即，将获取到的所述第二变换角度以及所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值(即所述三相电压信号在dq坐标系下d轴的当前分量幅值U_d以及q轴的当前分量幅值U_q)分别代入到以下公式进行计算：

这样可以经过坐标系的转换而计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量U_2a与β轴分量U_2β。

S1221，根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第二比较值。

当计算得到所述三相电压信号的各自的α轴分量U_2a与β轴分量U_2β时，将所述所述三相电压信号的各自的α轴分量U_2a与β轴分量U_2β分别代入到以下公式进行计算：

公式中的U_2a、U_2b与U_2c分别代表的是所述三相电压信号的其中一个的电压表示值；这样可以计算得到经过开关周期旋转后的所述三相电压信号的各自的电压幅值。

然后根据以下公式对计算得到的所述三相电压信号注入三次谐波：

其中,即U_2a、U_2b和U_2c三个值的中间值的和除以2；U_2R、U_2S和U_2T表示的是添加三次谐波后的电压。

最后根据添加三次谐波后的电压通过以下公式计算得到相应的所述第一比较值：

其中，T_p表示的是所述三相电压信号的周期；C_2R、C_2S、C_2T分别代表的是三相电压信号的相应的第二比较值。

S123，根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

请参见图2，当根据以上步骤获取到所述第二比较值时，将所述三相电压信号的各自相应的所述第二比较值(即C_2R、C_2S与C_2T)与所述三角波信号进行比较(即将所述第二比较值装载在所述三角波信号最高点与最低点之间)，然后所述三角波信号根据所述第二比较值而调制输出一个脉冲电平，其中，所述当前电平可以是高电平也可以是低电平。

需要说明的是，在上述的步骤中向所述三相电压信号注入三次谐波的目的是为了提高对电压的利用率(相对于没有注入三次谐波的SPWM调制方法)。此外，在SVPWM调制方式下，逆变器输出相电压波形在经过三次谐波的注入后不再是正弦波，但由于电机三相对称，输出的线电压因三次谐波电压相互抵消仍保持正弦特性，即注入后的三次谐波是可以通过电机本身对消的，因此注入三次谐波后在提高对电压的利用率的同时并没有影响到电机的线电压的输出特性。

此外，请参见图2与图3，在三角波信号与所述第一比较值与所述第二比较值进行比较的过程中，当三角波信号与所述第一比较值比较时，优选为输出低电平(即当三角波信号加载到所述第一比较值时，开始输出低电平)；当三角波信号与所述第二比较值比较时，优选为输出高电平(即当三角波信号加载到所述第二比较值时，开始输出高电平)。因此，在三角波信号的每一个周期中，当加载到所述三相电压信号的各自相应的所述第一比较值时输出低电平，当加载到所述三相电压信号的各自相应的所述第二比较值时输出高电平，从而可以形成所述三相电压信号各自相应的脉宽调制波。请参见图3，所述第一比较值与所述第二比较值可以看做是三角波信号与所述三相电压信号的在一个三角波周期内的不同交点，其中，三角波信号的从最低点到最高点之间的交点为所述三相电压信号的相应的所述第一比较值，三角波信号的从最高点到最低点之间的交点为所述三相电压信号的相应的所述第二比较值。由图3可知，当所述三角波信号的幅值小于同一时刻的所述三相电压信号的幅值时，输出高电平；当三角波信号的幅值大于同一时刻的所述三相电压信号的幅值时，输出低电平，从而所述三角波信号根据所述三相电压信号的各自相应的所述第一比较值与所述第二比较值可以形成相应的脉宽调制波。

由上可知，所述三角波信号根据所述第一比较值与所述第二比较值可以输出相应的高低电平，从而形成相应的脉宽调制波。其实，这是将所述三相电压信号的正弦波的高度通过所述三角波信号在每一个周期内与所述第一比较值与所述第二比较值的比较后，用脉宽调制波的占空比表征出来，当所述三相电压信号的正弦波的幅值越高时，根据该公式：的计算分析可知，输出的脉宽调制波的占空比越大。因此，通过在所述三角波的每个周期与所述第一比较值和所述第二比较值进行比较生效，可以改变脉宽调制波的占空比，从而使得由当前电平所形成的脉宽调制波能够有效地贴近正弦波。

在本发明实施例中，当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据获取到的电机的当前转子角度以及所述三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；当检测到获取到的所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据获取到的电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；其中，所述第一比较值与所述第二比较值不相等。因此，本发明在一个开关周期内可以计算出两个数值不一样的比较值，并且获取到的所述三角波可以根据这两个比较值输出具有不同占空比的高低电平，以调制输出所述三相电压信号的相应的脉宽调制波，所以本发明通过计算出两个不同的比较值(等同于提高了开关的频率，这样可以在一个开关周期内输出更多的脉宽调制波，从而使得输出的脉宽调制波更贴近正弦波)，相比于现有的在一个开关周期内只计算一次比较值，能够输出更加贴近正弦波的脉宽调制波。

请参见图4，本发明另外一方面还提供了一种空间矢量脉宽调制设备，其包括：获取模块10，用于获取三角波信号、待调制的三相电压信号以及电机的当前转子角度；第一比较值模块11，用于当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；第二比较值模块12，用于当检测到所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；其中，所述第一比较值与所述第二比较值不相等。

进一步地，请参见图5，所述第一比较值模块11包括：第一信号旋转单元110，用于将所述三相电压信号向前旋转四分之一个开关周期；第一派克逆变换角度单元111，用于当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的前半周期内的第一派克逆变换角度；第一比较值单元112，用于根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第一比较值；第一电平输出单元113，用于根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

进一步地，请参见图6，所述第一比较值单元112包括：第一转换子单元1120，用于根据所述第一派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第一派克逆变换角度为第一比较值计算子单元1121，用于根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第一比较值。

进一步地，请参见图7，所述第二比较值模块12包括：第二信号旋转单元120，用于将所述三相电压信号向后旋转四分之一个开关周期；第二派克逆变换角度单元121，用于当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据进行开关周期旋转后的所述三相电压信号的信号频率f_c和开关周期T_s以及电机的当前转子角度θ_n，计算得到所述三相电压在开关周期T_s的后半周期内的第二派克逆变换角度；第二比较值单元122，用于根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号的各自当前幅值计算得到相应的第二比较值；第二电平输出单元123，用于根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平。

再进一步地，请参见图8，所述第二比较值单元122包括：第二转换子单元1220，用于根据所述第二派克逆变换角度与所述三相电压信号在dq坐标系下的dq轴的当前幅值计算得到所述三相电压信号在αβ坐标系下的α轴分量与β轴分量；其中，所述第二派克逆变换角度为第二比较值计算子单元1221，用于根据所述三相电压信号的α轴分量与β轴分量计算得到所述第二比较值。

在本发明实施例中，所述第一比较值模块11当检测到所述三角波信号为从波谷向波峰行进时，根据获取到的电机的当前转子角度以及所述三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第一比较值，并根据所述第一比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；所述第二比较值模块12当检测到获取到的所述三角波信号为从波峰向波谷行进时，根据获取到的电机的当前转子角度以及三相电压信号的各自当前幅值生成相应的第二比较值，并根据所述第二比较值与所述三角波的当前幅值得到相应的当前电平；其中，所述第一比较值与所述第二比较值不相等。因此，本发明在一个开关周期内可以计算出两个数值不一样的比较值，并且获取到的所述三角波可以根据这两个比较值输出具有不同占空比的高低电平，以调制输出所述三相电压信号的相应的脉宽调制波，所以本发明通过计算出两个不同的比较值(等同于提高了开关的频率，这样可以在一个开关周期内输出更多的脉宽调制波，从而使得输出的脉宽调制波更贴近正弦波)，相比于现有的在一个开关周期内只计算一次比较值，能够输出更加贴近正弦波的脉宽调制波。

以上所揭露的仅为本发明一些较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(RandomAccess Memory，RAM)等。