一种三电平双端有源桥直流变换装置和控制方法与流程

本发明涉及一种直流-直流电能变换装置，具体涉及适用于高压、大功率、能量双向流动且要求电气隔离应用场合的一种三电平双端有源桥直流变换装置和控制方法。

背景技术：

随着新能源发电、大规模储能、电动汽车、电池管理等技术和相关应用的快速发展，具有能量双向变换功能的直流变换器获得了越来越多的关注，同时也提出了更高的要求，主要表现为更高的电压等级、功率和电气安全性。采用传统的三电平双向Buck/Boost变换器可以满足电压等级和功率的需求，但其不具有电气隔离功能，电气安全性无法保证；采用传统的两电平双端有源桥，可以实现电气隔离，但需要选择高电压定额的开关管。高压的MOSFET开关管，通态电阻大，导通损耗大，不利于提高变换器效率；高压的IGBT开关管，电流拖尾现象严重，限制开关频率的提高，不利于提高功率密度；开关管串联，需要较复杂的电路和控制来保证串联开关管之间较好同步控制和均压。

因此，针对高压大功率且需要电气隔离的应用场合，如何保证双向直流变换器的高效、高功率密度、高可靠性和低成本是非常重要的，而且是当前电力电子领域亟需解决的关键技术问题之一。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明提出了一种三电平双端有源桥直流变换装置和控制方法。本发明的带飞跨电容的三电平双端有源桥直流变换装置将低电压定额的单个开关管应用到高压大功率且需要电气隔离和能量双向变换的领域，有利于提高装置的开关频率，降低装置的成本和体积，并提高可靠性。本发明提出的控制方法，不仅可以实现三电平双端有源桥直流变换装置的能量实时双向变换，而且还可以有效保证串联开关管和飞跨电容在全负载和电压变化范围工况下的均压，提高装置的安全性和可靠性。

具体而言，本发明提供了一种三电平双端有源桥直流变换装置和控制方法，所述三电平双端有源桥直流变换装置包括：第一分压电容C₁、第二分压电容C₂、第三分压电容C₃和第四分压电容C₄、第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃、第四开关管Q₄、第五开关管Q₅、第六开关管Q₆、第七开关管Q₇、第八开关管Q₈、第九开关管Q₉、第十开关管Q₁₀、第十一开关管Q₁₁、第十二开关管Q₁₂、第十三开关管Q₁₃、第十四开关管Q₁₄、第十五开关管Q₁₅和第十六开关管Q₁₆、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4、第五箝位二极管D_c5、第六箝位二极管D_c6、第七箝位二极管D_c7和第八箝位二极管D_c8、第一飞跨电容C_ss1、第二飞跨电容C_ss2、第三飞跨电容C_ss3、第四飞跨电容C_ss4、传输电感L_T、第一隔直电容C_b1、第二隔直电容C_b2和变压器T，

其特征在于，第一至第四开关管Q₁～Q₄、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2和第一飞跨电容C_ss1构成第一开关管三电平桥臂；第五至第八开关管Q₅～Q₈、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4和第二飞跨电容C_ss2构成第二开关管三电平桥臂；第九至第十二开关管Q₉～Q₁₂、第五箝位二极管D_c5、第六箝位二极管D_c6和第三飞跨电容C_ss3构成第三开关管三电平桥臂；第十三至第十六开关管Q₁₃～Q₁₆、第七箝位二极管D_c7、第八箝位二极管D_c8和第四飞跨电容C_ss4构成第四开关管三电平桥臂。此外，所述开关管Q₁～Q₁₆均带有自身寄生的体二极管和结电容，均并联在开关管集电极和发射极的两端，

进一步地，直流端U₁的正极分别连接至第一分压电容C₁的正极、第一开关管Q₁的集电极和第五开关管Q₅的集电极，第一开关管Q₁的发射集分别连接至第二开关管Q₂的集电极、第一箝位二极管D_c1的阴极和第一飞跨电容C_ss1的正极，第五开关管Q₅的发射极分别连接至第六开关管Q₆的集电极、第三箝位二极管D_c3的阴极和第二飞跨电容C_ss2的正极，第一分压电容C₁的负极分别连接至第二分压电容C₂的正极、第一箝位二极管D_c1的阳极、第二箝位二极管D_c2的阴极、第三箝位二极管D_c3的阳极和第四箝位二极管D_c4的阴极，并作为U₁端的中点O₁，第二开关管Q₂的发射极分别连接至第三开关管Q₃的集电极和传输电感L_T的第一端，传输电感L_T的第二端连接至变压器T的原边第一端，第六开关管Q₆的发射极分别连接至第七开关管Q₇的集电极和第一隔直电容C_b1的第一端，第一隔直电容C_b1的第二端连接至变压器T的原边第二端，第三开关管Q₃的发射极分别连接至第四开关管Q₄的集电极、第二箝位二极管D_c2的阳极和第一飞跨电容C_ss1的负极，第七开关管Q₇的发射极分别连接至第八开关管Q₈的集电极、第四箝位二极管D_c4的阳极和第二飞跨电容C_ss2的负极，第二分压电容C₂的负极分别连接至第四开关管Q₄的发射极和第八开关管Q₈发射极，并作为直流端U₁的负极，

变压器T的副边第一端分别连接至第十开关管Q₁₀的发射极和第十一开关管Q₁₁的集电极，变压器T的副边第二端连接至第二隔直电容C_b2的第一端，第二隔直电容C_b2的第二端分别连接至第十四开关管Q₁₄的发射极和第十五开关管Q₁₅的集电极，第十开关管Q₁₀的集电极分别连接至第九开关管Q₉的发射极、第五箝位二极管D_c5的阴极和第三飞跨电容C_ss3的正极，第十四开关管Q₁₄的集电极分别连接至第十三开关管Q₁₃的发射极、第七箝位二极管D_c7的阴极和第四飞跨电容C_ss4的正极，第九开关管Q₉的集电极和第十三开关管Q₁₃的集电极共同连接至第三分压电容C₃的正极，并作为直流端U₂的正极，第三分压电容C₃的负极分别连接至第四分压电容C₄的正极、第五箝位二极管D_c5的阳极、第六箝位二极管D_c6的阴极、第七箝位二极管D_c7的阳极和第八箝位二极管D_c8的阴极，并作为直流端U₂的中点O₂，第十一开关管Q₁₁的发射极分别连接至第十二开关管Q₁₂的集电极、第六箝位二极管D_c6的阳极和第三飞跨电容C_ss3的负极，第十五开关管Q₁₅的发射极分别连接至第十六开关管Q₁₆的集电极、第八箝位二极管D_c8的阳极和第四飞跨电容C_ss4的负极，第十二开关管Q₁₂的发射极和第十六开关管Q₁₆的发射极共同连接至第四分压电容C₄的负极，并作为U₂端的负极，

其中第一分压电容C₁和第二分压电容C₂的容值相等，第三分压电容C₃和第四分压电容C₄的容值相等，第一飞跨电容C_ss1和第二飞跨电容C_ss2的容值相等，第三飞跨电容C_ss3和第四飞跨电容C_ss4的容值相等，

所述控制方法包括下述步骤：

(1)、分别将用于控制第一至第十六开关管的控制信号G₁、G₂、……、G₁₆输送至三电平双端有源桥直流变换装置中相应开关管Q₁、Q₂、……、Q₁₆，其中，控制信号G₂、G₃、G₆、G₇、G₁₀、G₁₁、G₁₄、G₁₅的导通时间固定为小于1/2开关周期的一预定时间段——固定时间T_固，控制信号G₁、G₄、G₅、G₈、G₉、G₁₂、G₁₃、G₁₆的导通时间固定为小于所述T_固的一预定时间段——T_on；

(2)、设置所述控制信号G₂、G₃、G₆、G₇、G₁₀、G₁₁、G₁₄、G₁₅使得第二开关管Q₂和第三开关管Q₃互补导通，第六开关管Q₆和第七开关管Q₇互补导通，第十开关管Q₁₀和第十一开关管Q₁₁互补导通，第十四开关管Q₁₄和第十五开关管Q₁₅互补导通；

(3)、设置所述控制信号G₁、G₂、……、G₁₆使得第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第七开关管Q₇和第八开关管Q₈同时导通，第三开关管Q₃、第四开关管Q₄、第五开关管Q₅和第六开关管Q₆同时导通，第九开关管Q₉、第十开关管Q₁₀、第十五开关管Q₁₅和第十六开关管Q₁₆同时导通，第十一开关管Q₁₁、第十二开关管Q₁₂、第十三开关管Q₁₃和第十四开关管Q₁₄同时导通；

(4)、设置所述控制信号G₄与G₁的开通时刻相差1/2个开关周期，G₅与G₈的开通时刻相差1/2个开关周期，G₆与G₇的开通时刻相差1/2个开关周期，G₂与G₃的开通时刻相差1/2个开关周期，G₉与G₁₂的开通时刻相差1/2个开关周期，G₁₀与G₁₁相差1/2个开关周期，G₁₃与G₁₆相差1/2个开关周期，G₁₄与G₁₅相差1/2个开关周期；

(5)、根据能量传输指令设置U₁端驱动控制信号和U₂端驱动控制信号的相位，并通过调节相位差或者说移相角，来调节传输能量的方向和大小；

(6)、当U₁端向U₂端传输能量，设置驱动控制信号G₁、G₂、……、G₁₆，使得G₁、G₂、G₇、G₈的上升沿固定，令G₉、G₁₀、G₁₅、G₁₆的上升沿滞后G₁、G₂、G₇、G₈上升沿一段时间，类似的，使G₃、G₄、G₅、G₆的上升沿固定，令G₁₁、G₁₂、G₁₃、G₁₄的上升沿滞后G₃、G₄、G₅、G₆上升沿一段时间，所述滞后的该段时间对应的相位定义为移相角Φ，且Φ>0，移相角Φ的正负，决定传输能量的方向，移相角Φ的大小则决定U₁端向U₂端传输能量的大小，即传输的功率等于P＝kU₁U₂T_sΦ(π-Φ)/π²L_T；

(7)、当U₂端向U₁端传输能量，设置驱动控制信号G₁、G₂、……、G₁₆，使得G₁、G₂、G₇、G₈的上升沿固定，令G₉、G₁₀、G₁₅、G₁₆的上升沿超前G₁、G₂、G₇、G₈上升沿一段时间，类似的，使G₃、G₄、G₅、G₆的上升沿固定，令G₁₁、G₁₂、G₁₃、G₁₄的上升沿超前G₃、G₄、G₅、G₆上升沿一段时间，超前的该段时间对应的相位同样定义为移相角Φ，且此时Φ<0，类似的，此时移相角Φ的正负，决定了传输能量的方向，移相角Φ的大小则决定U₂端向U₁端传输能量的大小，传输的功率同样等于P＝kU₁U₂T_sΦ(π-Φ)/π²L_T；

所述三电平双端有源桥直流变换装置和控制方法的优点在于：

(1)可以选用低电压定额开关管实现高频电气隔离、高压大功率输入、输出且能量双向实时的电力变换，不仅动态性能好，还有利于降低成本，提高功率密度和可靠性；

(2)可以实现整个负载和电压变化范围工况下飞跨电容电压、串联开关器件和分压电容的均压，保证器件的安全性；

(3)可以实现内外管的解耦，有利于实现开关管的零电压开通，大大降低装置的开关损耗，提高效率和电磁兼容性。

附图说明

图1是本发明一个实施例的三电平双端有源桥直流变换装置的主电路图；

图2是本发明实施例采用本发明控制方法于U₁端向U₂端传输能量时的驱动控制信号时序图；

图3是本发明实施例U₁端向U₂端传输能量的变压器原副边电压波形和传输电感电流波形；

图4是本发明实施例U₂端向U₁端传输能量的变压器原副边电压波形和传输电感电流波形；

图5是本发明实施例的原副边开关管上的电压波形；

图6是本发明实施例在无飞跨电容工作情况下，开关过程存在差异的模态图；

图7是本发明实施例在有飞跨电容工作情况下，开关过程存在差异的模态图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

图1是根据本发明一个实施例的三电平双端有源桥直流变换装置的主电路图。如图1所示，本实施例中的三电平双端有源桥直流变换装置包括：第一分压电容C₁、第二分压电容C₂、第三分压电容C₃和第四分压电容C₄、第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃、第四开关管Q₄、第五开关管Q₅、第六开关管Q₆、第七开关管Q₇、第八开关管Q₈、第九开关管Q₉、第十开关管Q₁₀、第十一开关管Q₁₁、第十二开关管Q₁₂、第十三开关管Q₁₃、第十四开关管Q₁₄、第十五开关管Q₁₅和第十六开关管Q₁₆、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4、第五箝位二极管D_c5、第六箝位二极管D_c6、第七箝位二极管D_c7和第八箝位二极管D_c8、第一飞跨电容C_ss1、第二飞跨电容C_ss2、第三飞跨电容C_ss3、第四飞跨电容C_ss4、传输电感L_T、第一隔直电容C_b1、第二隔直电容C_b2和变压器T。其中，第一至第四开关管Q₁～Q₄、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2和第一飞跨电容C_ss1构成第一开关管三电平桥臂，第五至第八开关管Q₅～Q₈、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4和第二飞跨电容C_ss2构成第二开关管三电平桥臂，第九至第十二开关管Q₉～Q₁₂、第五箝位二极管D_c5、第六箝位二极管D_c6和第三飞跨电容C_ss3构成第三开关管三电平桥臂，第十三至第十六开关管Q₁₃～Q₁₆、第七箝位二极管D_c7、第八箝位二极管D_c8和第四飞跨电容C_ss4构成第四开关管三电平桥臂。此外，图1中开关管Q₁～Q₁₆均带有自身寄生的体二极管和结电容，均并联在开关管集电极和发射极的两端，而且满足第一分压电容C₁和第二分压电容C₂的容值相等，第三分压电容C₃和第四分压电容C₄的容值相等，第一飞跨电容C_ss1和第二飞跨电容C_ss2的容值相等，第三飞跨电容C_ss3和第四飞跨电容C_ss4的容值相等。

图2示出了本发明控制方法实施例于U₁端向U₂端传输能量时的驱动控制信号时序图，其中G₁、G₂、……、G₈分别为输送至三电平双端有源桥直流变换装置中原边的开关管Q₁、Q₂、……、Q₈的驱动控制信号，G₉、G₁₀、……、G₁₆分别为输送至三电平双端有源桥直流变换装置副边的开关管Q₉、Q₁₀、……、Q₁₆的驱动控制信号，其中Q₁、Q₄、Q₅、Q₈、Q₉、Q₁₂、Q₁₃、Q₁₆定义为外管，Q₂、Q₃、Q₆、Q₇、Q₁₀、Q₁₁、Q₁₄、Q₁₅定义为内管。从图中可以看到，所有开关管驱动控制信号的开关周期相同，且所有内管驱动控制信号G₂、G₃、G₆、G₇、G₁₀、G₁₁、G₁₄、G₁₅的导通时间都固定为T_固，所有外管驱动控制信号G₁、G₄、G₅、G₈、G₉、G₁₂、G₁₃、G₁₆的导通时间都固定为T_on，且满足T_on<T_固。图5所示驱动控制信号中，G₂与G₃互补导通，即G₂为高电平时，G₃必为低电平，G₂为低电平时，G₃必为高电平，不存在G₂和G₃同为高电平的时间，类似的，G₆与G₇互补导通，G₁₀与G₁₁互补导通，G₁₄和G₁₅互补导通，且还需满足G₄与G₁的开通时刻相差1/2个开关周期，G₅与G₈的开通时刻相差1/2个开关周期，G₆与G₇的开通时刻相差1/2个开关周期，G₂与G₃的开通时刻相差1/2个开关周期，G₉与G₁₂的开通时刻相差1/2个开关周期，G₁₀与G₁₁相差1/2个开关周期，G₁₃与G₁₆相差1/2个开关周期，G₁₄与G₁₅相差1/2个开关周期。此外，驱动控制信号G₁、G₂、……、G₁₆还满足，G₁、G₂、G₇、G₈同时开通，即上升沿重合，类似的，驱动控制信号G₃、G₄、G₅、G₆为同时开通，G₉、G₁₀、G₁₅、G₁₆为同时开通，G₉、G₁₀、G₁₅、G₁₆为同时开通，G₁₁、G₁₂、G₁₃、G₁₄为同时开通。为了实现U₁端向U₂端传输能量，图2中驱动控制信号满足G₉、G₁₀、G₁₅、G₁₆的上升沿滞后G₁、G₂、G₇、G₈上升沿一段时间，G₁₁、G₁₂、G₁₃、G₁₄的上升沿滞后G₃、G₄、G₅、G₆上升沿一段时间，所述滞后时间对应的相位为移相角Φ，且Φ>0。如果要实现U₂端向U₁端传输能量，只需设置驱动控制信号满足G₉、G₁₀、G₁₅、G₁₆的上升沿超前G₁、G₂、G₇、G₈上升沿一段时间，G₁₁、G₁₂、G₁₃、G₁₄的上升沿超前G₃、G₄、G₅、G₆上升沿一段时间，超前的该段时间对应的相位同样为移相角Φ，且此时Φ<0。可以看出，移相角Φ的正负，决定了传输能量的方向，移相角Φ的大小则决定U₂端向U₁端传输能量的大小，传输的功率等于P＝kU₁U₂T_sΦ(π-Φ)/π²L_T。

图3是本发明在图2所示驱动控制信号下U₁端向U₂端传输能量的仿真波形，其中V_pri为变压器原边电压波形，V_sec为变压器副边电压波形，i_LT为传输电感电流波形。

下面结合图3，简要介绍本实施例的工作过程。t₀时刻之前，原边开关管Q₃、Q₄、Q₅、Q₆导通，副边开关管Q₁₁、Q₁₂、Q₁₃、Q₁₄导通，变压器原边电压和副边电压分别为-U₁和-U₂，两边的电压差(-U₁)-(-U₂)加在传输电感L_T两端，由于实施例中U₁和U₂相等，电感L_T电流基本保持不变；t₀时刻，原边开关管外管Q₄、Q₅关断，其关断电压充电至U₁/2即被箝位二极管D_c3和D_c2箝位，保证其动态均压，且此时飞跨电容会完成Q₁、Q₈结电容电荷的抽取，为后续零电压开通做好准备。此外，该过程中电感电流经变压器T、开关管Q₃、箝位二极管D_c2、箝位二极管D_c3、开关管Q₆续流，原边电压为零，加在电感L_T上的电压为U₂，电感电流线性减小；t₁时刻，原边开关管Q₆、Q₃关断(死区时间内实现Q₂、Q₇的结电容能量转移)，Q₁、Q₂、Q₇、Q₈开通，变压器原边电压为U₁，加在电感L_T上的电压为U₁-(-U₂)＝U₁+U₂，电感L_T电流继续减小到零，并反向线性增加；t₂时刻，副边开关管Q₁₂、Q₁₃关断，该工况与原边外管Q₄、Q₅关断时工作过程类似，电感L_T电流也是经变压器T、开关管Q₁₁、箝位二极管D_c6、箝位二极管D_c7、开关管Q₁₄续流，此时加在电感L_T上的电压为U₁，电感电流继续线性增加；t₃时刻，副边开关管Q₁₁、Q₁₄关断，Q₉、Q₁₀、Q₁₅、Q₁₆开通，变压器副边电压为U₂，此时加在电感L_T上的电压为U₁-U₂，由于U₁和U₂相等，电感电流基本保持不变；t₄时刻，原边开关管外管Q₁、Q₈关断，装置开始重复另外半个周波的上述过程。图3中U₁端变压器电压V_pri与传输电感电流i_LT的方向一致，因此可以看出功率的传输方向为U₁端向U₂端传输能量。

图4是本发明U₂端向U₁端传输能量下的仿真波形，其中V_pri为变压器原边电压波形，V_sec为变压器副边电压波形，i_LT为传输电感电流波形。可以看出，和图3不同之处在于副边电压V_sec此时超前于原边电压V_pri，这意味着该相位决定了能量的传输方向，相位的大小则决定了传输功率的大小。从图4中U₁端变压器电压V_pri与传输电感电流i_LT的方向相反也可以看出，此时传输功率的方向为U₂端向U₁端传输能量。

图5是本发明在U₁端向U₂端传输能量情况下原边开关管和副边开关管的端电压波形。其中V_Q1和V_Q2分别是原边开关管Q₁和Q₂上的电压波形，V_Q9和V_Q10分别是副边开关管Q₉和Q₁₀上的电压波形，可以看出，串联开关管能很好地实现均压。

图6是本发明在U₁端向U₂端传输能量情况下，无飞跨电容时因开关时刻差异产生的模态图。具体为：之前时刻Q₁、Q₂、Q₇、Q₈开通，因开关时刻差异Q₈较Q₁提前关断(理想情况下为同时关断)，此时分压电容C₁需经开关管Q₁、Q₂、Q₇、电感L_T、变压器T、隔直电容C_b1和箝位二极管D_c4放电，如图中含箭头虚线所示，这样C₁和C₂就存在能量不平衡的情况，其中点电压将会产生偏移，两个电容上的电压将不一致，进一步会造成开关管的不均压，损坏开关管。

图7是本发明在U₁端向U₂端传输能量情况下，带飞跨电容时因开关时刻差异产生的模态图。由于飞跨电容的引入，其一方面可以对中点电压进行箝位，另一方面分流了电感L_T的大部分电流，即电流不经分压电容C₁，C₁和C₂的能量依然维持平衡，这意味着飞跨电容对中点电压存在主动均压的作用。

本发明的实施例参数如下：电压U₁＝900VDC；电压U₂＝900VDC；输出电流I_o＝90A；分压电容C₁＝C_in2＝1450μF；分压电容C₃＝C₄＝1450μF；变压器T的变比为1：1；谐振电感L_r＝65μH；隔直电容C_b1＝150μF；隔直电容C_b2＝150μF；飞跨电容C_ss1＝C_ss2＝C_ss3＝C_ss4＝4μF；开关管Q₁～Q₁₆皆为IGBT；箝位二极管D_c1～D_c8皆为快恢复二极管；开关频率f_s＝10kHz；开关周期T_s＝100μs。