一种无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的制作方法

本发明涉及整流电源技术领域，尤其涉及一种带隔离功能的交流直流变换电源。

背景技术：

随着电子产品的普及，电源供应器也得到相应的发展，如、相机、个人计算机、笔记型计算机、平板电脑、智能电话、工业用计算机等等。这些电子产品需要使用交流-直流（AC-DC）变换电源，通过开关式结构来启闭电源。

另外，交流-直流变换电源也广泛应用于通信电源整流器模块、电动汽车动力电池充电桩等诸多场合。交流-直流变换电源的主要功能是实现电网侧电流的功率因数校正，减小谐波污染和无功损耗；同时为后级电路提供稳定的直流输入电源。

现有交流-直流变换电源的体积较大，转换效率和功率密度较低。在通信电源整流器模块、电动汽车动力电池充电桩等应用场合，现有交流-直流变换电源通常采用两级式结构，其中前级使用非隔离型功率因数校正电路，后级额外串接隔离型直流-直流（DC-DC）变换电路，为终端负载提供安全可靠直流电源。这进一步降低了装置的效率，增加了装置的体积。

特别的是，传统的功率因数校正电路在输入侧加装了整流电路，例如使用二极管的整流桥电路。该整流电路会进一步拉低电源的整体效率。

技术实现要素：

本发明提供了一种不需要在输入侧加装整流电路，带有隔离功能，实现软开关工作的交流-直流变换电源，解决了现有技术需要额外串接隔离型DC-DC变换电路，体积大而转换效率与功率密度低等技术问题。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

本发明提供了一种无桥式隔离型软开关交流直流变换电源，包括：

一输入电容器；

一个或两个升压电感；

一原边开关电路；

一隔离变压器，所述隔离变压器的原边绕组两端分别与所述原边开关电路的交流输出两端相连；

一谐振电容器，所述谐振电容器的两端分别与所述隔离变压器的副边绕组两端相连；

一副边整流电路，所述副边整流电路的交流输入两端分别与所述谐振电容器的两端相连；以及

一输出电容器，所述输出电容器的正端与所述副边整流电路的直流输出正端相连，所述输出电容器的负端与所述副边整流电路的直流输出负端相连；

所述原边开关电路、所述输入电容器和所述一个或两个升压电感有三种连接方式，具体为：

（1）使用一个升压电感，所述升压电感的一端与所述输入电容器的一端相连，所述升压电感的另一端与所述原边开关电路的交流输入正端相连并且所述输入电容器的另一端与所述原边开关电路的交流输入负端相连；

（2）使用一个升压电感，所述升压电感的一端与所述输入电容器的一端相连，所述升压电感的另一端与所述原边开关电路的交流输入负端相连并且所述输入电容器的另一端与所述原边开关电路的交流输入正端相连；

（3）使用两个升压电感，所述两个升压电感包括升压电感一和升压电感二，所述升压电感一的一端与所述输入电容器的一端相连，所述升压电感二与所述输入电容器的另一端相连，所述升压电感一的另一端与所述原边开关电路的交流输入正端相连，所述升压电感二的另一端与所述原边开关电路的交流输入负端相连。

所述的原边开关电路包括：

一主开关支路，所述主开关支路的两端分别与所述原边开关电路的交流输入正端和交流输入负端相连；

一第一桥臂支路，所述第一桥臂支路包括第一上桥臂和第一下桥臂，所述第一桥臂支路的两端分别与所述原边开关电路的交流输入正端和交流输入负端相连，即第一上桥臂的正端与原边开关电路的交流输入正端相连，第一上桥臂的负端与第一下桥臂的正端相连并与原边开关电路的交流输出一端相连，第一下桥臂的负端与原边开关电路的交流输入负端相连；以及

一第二桥臂支路，所述第二桥臂支路包括第二上桥臂和第二下桥臂，所述第二桥臂支路的两端分别与所述原边开关电路的交流输入正端和交流输入负端相连，即第二上桥臂的正端与原边开关电路的交流输入正端相连，第二上桥臂的负端与第二下桥臂的正端相连并与原边开关电路的交流输出另一端相连，第二下桥臂的负端与原边开关电路的交流输入负端相连，

所述主开关支路、所述第一上桥臂、所述第一下桥臂、所述第二上桥臂和所述第二下桥臂由两个开关管反向串联组成。

优选地，所述开关管使用MOSFET或者IGBT，当使用IGBT时，开关管反向并联续流二极管。

优选地，所述隔离变压器存在寄生漏抗。

优选地，在所述隔离变压器的原边绕组或副边绕组上串联漏抗调整电感器，所述隔离变压器通过所述漏抗调整电感器与所述原边开关电路或所述副边整流电路相连。

优选地，所述副边整流电路为普通二极管整流桥电路。

优选地，所述普通二极管整流桥电路采用快恢复二极管。

优选地，所述输入电容器的容值为1-5uF。

优选地，所述输出电容器容值大于1000uF。

与现有技术相比，本发明使用了一套电路实现了功率因数校正和输出隔离直流电源两个功能。与使用有源功率因数校正电路串接隔离型DC-DC变换电路的两级式方案相比较，本发明省去了输入侧二极管整流桥，提高了电路的整体效率。

并且，本发明在变压器原边开关电路中省去了两级电路中间的直流储能电容器，因此减小了电路的体积，提高了电路的功率密度。同时通过第一第二桥臂支路的斩波工作，在隔离变压器原边生成高频方波，使电路能够实现高频隔离，进一步减小电路体积。

电路的工作利用了变压器漏感和副边谐振电容器之间的高频谐振机制，实现了原边开关电路中所有开关管的零电流开通与关断，同时也实现了副边整流电路整流二极管的零电流关断，进而有效地减小了电路的损耗，提高了电路的转换效率。

附图说明

图1是本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的典型实施例的系统结构图；

图2是本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的典型实施例的电路原理图；

图3是本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源电路的一具体实施例；

图4a是图3中的具体实施例的工作状态一的电路等效原理图；

图4b是图3中的具体实施例的工作状态二的电路等效原理图；

图4c是图3中的具体实施例的工作状态三的电路等效原理图；

图4d是图3中的具体实施例的工作状态四的电路等效原理图；

图4e是图3中的具体实施例的工作状态五的电路等效原理图；

图4f是图3中的具体实施例的工作状态六的电路等效原理图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。体现本发明的特征与优点的较佳实施例将在后面的说明中详细叙述。须注意的是相同的元件标号指向相同的元件。应理解的是本发明能够在不同的结构上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图标记在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。

图1示出了本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的典型实施例的系统结构图。如图1所示，本发明的隔离型软开关交流直流变换电源由输入电容器，升压电感，原边开关电路，隔离变压器，谐振电容器，副边整流电路以及输出电容器组成。

如图1所示，本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的典型实施例的整体连接方案为：所述输入电容器的一端与交流输入电网的一端以及所述升压电感的一端共接，所述输入电容器的另一端与交流输入电网的另一端以及所述原边开关电路的交流输入负端相连，所述升压电感的另一端与所述原边开关电路的交流输入正端相连，所述原边开关电路的交流输出两端与所述隔离变压器的原边绕组两端分别相连，所述隔离变压器的副边绕组两端与所述谐振电容器的两端以及所述副边整流电路的交流输入两端分别共接，所述副边整流电路的直流输出正端与所述输出电容器正端和直流负载的正端共接，所述副边整流电路的直流输出负端与所述输出电容器负端和直流负载的负端共接。

在工作过程中，原边开关电路影响电感能量的导通路径和电感充放电，并进一步影响谐振电容器C_r的电压升降和箝位以及副边整流电路的导通。

图2示出了本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的典型实施例的电路原理图。如图2所示，所述原边开关电路包括主开关支路、第一桥臂支路和第二桥臂支路，所述第一桥臂支路包括第一上桥臂和第一下桥臂，所述第二桥臂支路包括第二上桥臂和第二下桥臂。

如图2所示，本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的典型实施例的原边开关电路的连接方案为：所述主开关支路的两端分别与所述原边开关电路的交流输入正端和交流输入负端相连，即所述主开关支路的正端与所述原边开关电路的交流输入正端相连，所述主开关支路的负端与所述原边开关电路的交流输入负端相连；所述第一桥臂支路的两端分别与所述原边开关电路的交流输入正端和交流输入负端相连，即第一上桥臂的正端与原边开关电路的交流输入正端相连，第一上桥臂的负端和第一下桥臂的正端相连，第一下桥臂的负端与原边开关电路的交流输入负端相连；所述第二桥臂支路的两端分别与所述原边开关电路的交流输入正端和交流输入负端相连，即第二上桥臂的正端与原边开关电路的交流输入正端相连，第二上桥臂的负端和第二下桥臂的正端相连，第二下桥臂的负端与原边开关电路的交流输入负端相连。其中，第一上桥臂的负端和第一下桥臂的正端相连的连接点为原边开关电路的交流输出第一端，第二上桥臂的负端和第二下桥臂的正端相连的连接点为原边开关电路的交流输出第二端，反之亦可。

所述主开关支路由第一开关管和第六开关管反向串联组成。所述第一上桥臂由第二开关管和第七开关管反向串联组成。所述第一下桥臂由第三开关管和第八开关管反向串联组成。所述第二上桥臂由第四开关管和第九开关管反向串联组成。所述第二下桥臂由第五开关管和第十开关管反向串联组成。

优选地，所述第一开关管到第十开关管可以使用MOSFET或IGBT，并当开关管使用IGBT时，所有开关管同时反向并联续流二极管。

如图2所示，交流电源、所述升压电感和所述原边开关电路具有多种连接方式，图中给出了升压电感可选的连接位置，即图中的可选升压电感一L_in1和可选升压电感二L_in2。

可选地，可以将所述可选升压电感一L_in1接入电路。

可选地，可以将所述可选升压电感二L_in2接入电路。

可选地，可以将所述可选升压电感一L_in1和所述可选升压电感二L_in2接入电路。

需要注意的是，本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源的典型实施例的隔离变压器T₁存在寄生漏抗L_k。同时，优选地，在典型实施例中可额外串入电感器等效增加漏抗大小。以上额外串入电感器等效于单一漏抗L_k。

图3示出了本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源电路的一具体实施例。其中，输入电容器为C_in，升压电感为L_in，第一开关管至第十开关管分别为S₁-S₁₀，开关管使用IGBT，第一开关管至第十开关管对应的反并联二极管分别为D₁-D₁₀，隔离变压器记为T₁，寄生漏抗记为L_k，变压器匝比为n1:n2。谐振电容器记为Cr，输出电容器记为Co。

优选地，副边整流电路采用普通二极管整流桥电路，分别记为D_o1-D_o4。

优选地，二极管D₁-D₁₀和二极管D_o1-D_o4使用快恢复二极管。

根据本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源电路的具体实施例，所述输入电容器上储存能量很少，在电路工作过程中可以近似认为输入电容器的电压始终跟随输入电网电压，所述输出电容器的电压在电路工作过程中可以近似认为基本恒定，并等于输出负载电压。

优选地，所述输入电容器的容值通常为1-5uF。

优选地，所述输出电容器容值通常大于1000uF。

根据本发明的无桥式隔离型软开关交流直流变换电源电路的具体实施例，所述升压电感、所述原边开关电路、所述隔离变压器、所述谐振电容器以及所述副边整流电路配合工作，同时实现输入电流功率因数校正和输出稳定的隔离直流电源的功能。根据交流输入电压极性，电路分为两个工作区间。当输入交流电压处于正半周时，电路工作于正区间，此时原边开关电路的开关管S1-S5高频开关工作，而开关管S6-S10保持关断状态。当输入交流电压处于负半周时，电路工作于负区间，此时原边开关电路的开关管S6-S10高频开关工作，而开关管S1-S5保持关断状态。

图4a-f给出了电路处于正区间工作时对应的基本工作状态一到六的电路等效原理图。在基本工作状态一到六中，开关管S6-S10保持关断状态。应该注意的是，位于附图4a-4f的虚线框内的部分表示该部分电路处于关断状态。

图4a示出了具体实施例的基本工作状态一的电路等效原理图。如图4a所示，开关管S₁、S₃和S₄关断，S₂和S₅导通。此时电路中导通器件包括S₂、D₇、S₅、D₁₀、D_o1和D_o4。图中示出了电流方向，电感能量经由导通路径释放到副边输出电容器。此时谐振电容器C_r电压被箝位至输出电容器电压。

图4b示出了具体实施例的基本工作状态二的电路等效原理图。如图4b所示，在基本工作状态二的开始阶段，开关管S₁导通。开关管S₃和S₄仍关断，S₂和S₅仍导通。由于变压器漏感L_k的存在，电流导通路径不会立刻从原有路径置换到S₁所在的主开关支路。因而原导通路径上的导通器件包括S₂、D₇、S₅、D₁₀、D_o1和D_o4均获得了零电流软关断的条件，S₁获得零电流软开通。

图4c示出了具体实施例的基本工作状态三的电路等效原理图。如图4c所示，在基本工作状态三的开始阶段，原导通路径上电流下降到0。由于二极管D₇与D₁₀的存在，该导通路径的电流截止。S₂、D₇、S₅、D₁₀、D_o1和D_o4均实现零电流关断。此时电流导通路径为通过S₁与D₆。此时电感通过输入电压器进行充能。谐振电容器C_r电压仍然保持为近似输出电容器电压。

图4d示出了具体实施例的基本工作状态四的电路等效原理图。如图4d所示，在基本工作状态四的开始阶段，开关管S₃和S₄开通。此时由于谐振电容器C_r电压电势作用，开关管S₁与D₆上电流逐渐转换到开关管S₃和S₄所在导通路径上。由于变压器漏感L_k的存在，电流导通路径不会立刻从原有路径置换到S₃和S₄所在路径。因而原导通路径上的导通器件包括S₁和D₆均获得了零电流软关断的条件，S₃和S₄获得零电流软开通。同时谐振电容器C_r电压开始线性下降。

图4e示出了具体实施例的基本工作状态五的电路等效原理图。如图4e所示，在基本工作状态五的开始阶段，开关管S₁与D₆上电流下降到0，实现零电流软关断。此时电流导通路径为通过S₃、D₈、S₄、D₉。此时谐振电容器C_r电压继续快速下降，并最终反向上升。在谐振电容器C_r电压没有反向上升到超过输出电容器电压之前，副边整流电路二极管不会导通。

图4f示出了具体实施例的基本工作状态六的电路等效原理图。如图4f所示，在基本工作状态六的开始阶段，谐振电容器C_r电压达到输出电容器电压，副边整流电路二极管开始导通。此时电路中导通器件包括S₃、D₈、S₄、D₉、D_o2和D_o3。此时电感能量再次经由导通路径释放到副边输出电容器。

可以看到，基本工作状态一和基本工作状态六为对称状态。电路在基本工作状态六及之后4个基本工作状态的运行过程将和基本工作状态一至基本工作状态五一一对应。电路通过对称工作，在原边开关电路的交流输出两端输出正负方波电压，实现了变压器的高频隔离和能量传递。变压器副边整流电路将该方波电压重新整流成为直流。电路工作于正区间时，每个开关周期将包括10个基本工作状态，其中包括基本工作状态一至基本工作状态五以及与之相对应的5个对称基本工作状态。当电路工作于负区间时，每个开关周期同样包括10个基本工作状态，各个基本工作状态同样与正区间内10个基本工作状态一一对应。

电路的有源功率因数校正功能通过控制各个基本工作状态的作用时间来完成。在以上多个基本工作状态中，基本工作状态一（基本工作状态六）和基本工作状态三为主要工作状态。其他状态为谐振工作状态。电路通过控制主要工作状态的作用时间来控制升压电感的充能和释能，进而控制电感电流跟踪电网电压相位，实现功率因数校正。

以上所述，只是本发明的较佳实施例而已，本发明并不局限于上述实施方式，只要其以相同的手段达到本发明的技术效果，都应属于本发明的保护范围。在本发明的保护范围内其技术方案和/或实施方式可以有各种不同的修改和变化。