一种锂电驱动控制系统的制作方法

本发明主要涉及蓄电池的装配技术。

背景技术：

随着电池智能化管理系统的成熟，由锂电池驱动并控制的电动单车逐渐获得市场青睐，但锂电驱动电动车或平衡车相对于步行速度较快，且由于制动响应时间短，带来安全隐患。而制动的控制，需要对锂电池的输出和电机的位置状态反馈进行快速响应匹配，才能实现优化控制。但目前的控制方法大多采用的PID控制中误差与微分信号处理存在纰漏和积分反馈对闭环控制系统副反应。尤其是当扰动误差较大，系统无法快速响应，锂电池输出对应直流电机的控制增益量有可能达不到预期的控制效果。

技术实现要素：

发明目的：针对上述现有存在的问题和不足，本发明的目的是提供了一种锂电驱动控制系统，使得系统在较小误差时增大反馈增益，较大误差时降低反馈增益，从而提高了控制效率，也有效地避免了控制系统中控制量饱和或出现过大造成不稳定的现象。

技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用以下技术方案：一种锂电驱动控制系统，以锂电池组为动力源输出并通过扩展状态观察器对直流电机位置进行跟踪控制，所述控制方法包括以下步骤：

(1)首先对直流电机进行位置状态模型建立：

式中，x₁＝θ、x₂＝ω，θ为电机转过角度，ω为电机角速度；Ψ_p为电机电磁磁链的峰值，I_p为电流峰值，n为电机转速，n_p为电机转速峰值，Z为黏滞摩擦系数，T_e和T_L分别为电磁转矩和负载转矩，J为电机转子的转动惯量并取值为1，K_T为电机转矩系数并取值为2，U_d为直流电压，k_e为反电动势系数并取值为6，R为点数电阻并取值为2，y为状态模型的输入幅值；

(2)通过跟踪微分器对预期输入信号r进行公式(1)计算，从而得到电机转动角x1和角速度x2的离散表达式：

其中，T为采样周期，H₀为滤波因子，r₀为速度因子，均属于常数集；

(3)先设定输入幅值y，并作为扩展状态观测器初始时的输入信号z₁和z₂，并通过扩展状态观测器依公式(2)计算得到的和以及误差信号e_k作为其估算输出信号：

式中，β₀₁、β₀₂、β₀₃是扩展状态观察器的反馈控制量的增益，a₁、a₂、δ是可调参数，b为对象控制量的增益，u为对电极位置状态的增益(即电机转动角和角速度的修正)；e₁为电机转动角误差，e₂为电机角速度误差；分别是扩展状态观测器的两个输出状态(即预测值)。

(4)接着，将u作为非线性状态误差反馈的输入信号，并经过以下公式(3)计算得到非线性状态误差反馈输出信号，即前馈控制量u₀：

u₀＝β₁fal(e₁,a₁,δ)+β₂fal(e₂,a₂,δ)+a₃Δi (3)

式中，β₁、β₂是非线性状态误差反馈的反馈控制量增益，a₁、a₂、a₃、δ是可调参数，Δi为直流电机的电流变化幅值，fal函数引入误差阈值e_c改进后的数学表达式(4)如下：

式中，k是线性反馈的增益；

(5)然后由前馈控制量u₀计算电机位置信号估算扰动的自动补偿值其中b₀为对对象控制量增益b的估计值。

进一步的，电机状态模型中，电机转子的转动惯量J取值为1，电机转矩系数K_T取值为2，反电动势系数k_e取值为6，电枢电阻R取值为2。

有益效果：与现有技术相比，本发明相对于传统的PID控制器和ADRC控制器而言，能快速进行扰动消除并进行信号跟踪反应，提高了电机抗扰动能力和稳定性；同时通过误差阈值的引入提高了直流电机响应速度，提高系统的控制效率。

附图说明

图1为本发明所述直流电机的运动模型；

图2为本发明与PID对比例在低误差时的响应曲线对比图；

图3为本发明与ADRC对比例在放大幅值的情形下响应曲线对比图。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

本发明使用锂电池组对直流力矩电机供电，通过以直流电机的位置信号为被控对象，通过跟踪微分器输入电机转子转动角度x₁和转动角度的微分项角速度x₂，得到转动角度和角速度的误差，并经过非线性状态误差反馈得到前馈控制量，并经过扰动自动补偿得到对电机的控制量输出，并作为反馈信号输入锂电池组控制模块对锂电池组的输出电流进行调节，具体过程如下:

首先需要对直流电机中转子位置状态进行数学建模，本发明的直流电机模型表达式如下所示：

其中，x₁＝θ、x₂＝ω，θ为电机转过角度，ω为电机角速度；Ψ_p为电机电磁磁链的峰值，I_p为电流峰值，n为电机转速，n_p为电机转速峰值，Z为黏滞摩擦系数，T_e和T_L分别为电磁转矩和负载转矩，J为电机转子的转动惯量并取值为1，K_T为电机转矩系数并取值为2，U_d为直流电压，k_e为反电动势系数并取值为6，R为点数电阻并取值为2，y为状态模型的输入幅值，然后通过

将u作为非线性状态误差反馈的输入信号，计算得到非线性状态误差反馈输出信号，即前馈控制量u₀：u₀＝β₁fal(e₁,a₁,δ)+β₂fal(e₂,a₂,δ)+a₃Δi(t)，β₁、β₂是非线性状态误差反馈的反馈控制量增益，a₁、a₂、a₃、δ是可调参数。其中，fal函数引入误差阈值e_c改进后的数学表达式如下，式中，k是线性反馈的增益；

本发明引入误差阈值是基于：当误差在可接受范围内，采用增大反馈增益进行线性补偿从而实现快速响应使误差衰减至0；当误差值较大，则采用非线性函数的抗扰控制器降低反馈增益提高效率，与此同时，通过误差阈值可以防止反馈增益过低时导致的控制失稳现象，确保控制系统的输出稳定有效。

预先通过仿真实验并确定控制系统中各参数的合适取值分别是：T＝0.005，h₀＝0.06，r₀＝60，a₁＝0.75，a₂＝1.25，β₁＝100，β₂＝10，β₀₁＝200，β₀₂＝1000，β₀₃＝200，b＝1.3，δ＝0.01，k＝0.001。从而能确定控制系统的各数学模型表达式，然后通过输入阶跃信号，并比较不同转动角位移情形下，本发明控制系统的扰动自平衡响应时间，从而确定本发明控制系统的性能。如图2所示通过输入阶跃信号，并与PID控制模式作为对比例进行比较两者的响应时间，在输入转动较小幅值的转动角位移时，本发明和对比例均能较快响应扰动并回归到期望值，本发明的回归速度回更快；如图3所示，当输入幅值放大到500倍时，通过与ADRC控制模式对比例进行比较可知，ADRC控制模式明显出现失稳，抗扰动达到预期值所需时间明显比本发明的反应时间要长。因此本发明在当误差输入量较大的情况下，本发明能更快进行补偿消除扰动从而具有更优秀的控制性能。