基于改进ADRC自抗扰算法的永磁直线电机控制系统的制作方法

本实用新型涉及永磁直线电机的控制系统，特别是涉及一种基于改进ADRC自抗扰算法的永磁直线电机控制系统。

背景技术：

目前商业化的永磁同步直线电机驱动设备大多数依然采用PI控制器，PI控制器的设计在抗参数摄动方面效果不理想，对永磁同步直线电机参数依赖性很强，在调速系统中不能解决快速性与超调性之间的矛盾。

如图3所示传统ADRC自抗扰算法中的NLSEF非线性误差状态反馈律，由于NLSEF非线性误差状态反馈律状态方程中fal()函数在(-δ,δ)工作在线性区间，在其它范围fal()函数工作在非线性区间，fal()函数在-δ和δ两点位置函数特性曲线不光滑如图4所示，这种不光滑的特性容易引起ADRC控制器输出净控制量出现颤抖现象如图4所示，且NLSEF非线性误差状态反馈律状态方程中需要调节k₃,k₄,δ₃,δ₄参数，加大了参数调节难度。

如图3所示传统ADRC自抗扰算法中的ESO状态观测器，ESO状态观测器输出z₁和TD跟踪微分器输出x₁比较得到误差值，ESO状态观测器输出z₂和TD跟踪微分器输出x₂比较得到误差值，通过闭环控制误差值逐渐减小为零时，ESO状态观测器输出z₁完全跟踪TD跟踪微分器输出x₂，ESO状态观测器输出z₂完全跟踪TD跟踪微分器输出x₂，NLSEF非线性误差状态反馈律输出的净控制量u₁作为放大系数b模块的输入，放大系数b模块的输出与反馈信号值Fdb作为ESO状态观测器的输入，ESO状态观测器输出z₁跟踪反馈信号Fdb，ESO状态观测器输出z₂跟踪反馈信号Fdb的微分值，ESO状态观测器状态方程误差量逐渐减小为零时，z₁和z₂能完全跟踪反馈信号Fdb信号和反馈信号Fdb微分信号，这样反馈信号Fdb完全跟踪ADRC自抗扰算法中给定输入信号Ref，同时ESO状态观测器完全跟踪系统总干扰值z₃，由于fal()函数曲线不光滑的缺点，ESO状态观测器输出z₁和z₂跟踪TD跟踪微分器输出x₁和x₂时会引起误差，该误差将会影响到ESO状态观测器z3跟踪系统总干扰值，进而影响到ADRC算法的控制精度。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种基于改进ADRC自抗扰算法的永磁直线电机控制系统，解决NLSEF非线性误差反馈控制律不光滑特性引起的输出曲线颤抖、参数调节数量多和反馈通道上存在偏离真实值的野值对ESO跟踪总干扰值的影响。

解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案是：

本实用新型包括ADRC速度控制器、d轴ADRC电流控制器、q轴ADRC电流控制器、PWM生成模块、驱动器模块、永磁同步直线电机、编码信号、解编码电路、DSP硬件模块QEP、电压传感器、信号调理电路和DSP硬件模块ADC。

ADRC速度控制器有两路输入，一路输入是给定速度信号值Vref，另一路输入是DSP硬件模块QEP的输出速度信号Vfdb；q轴ADRC电流控制器有两路输入，一路输入是ADRC速度控制器输出值Out，另一路输入是DSP硬件模块ADC的输出q轴电流Iq；d轴ADRC电流控制器有两路输入，一路输入是给定零电流值Iref，另一路输是DSP硬件模块ADC的输出d轴电流Id；PWM生成模块有两路输入，一路输入是d轴ADRC电流控制器输出Id，另一路输入是q轴ADRC电流控制器输出Iq；PWM生成模块的输出作为驱动器的输入；驱动器有两路输出，一路输出作为永磁直线电机的输入，另一路输出作为电压传感器的输入；永磁直线电机的输出编码信号作为解编码电路的输入；解编码电路的输出作为DSP硬件模块QEP109的输入；电压传感器的输出作为信号调理电路的输入；信号调理电路的输出作为DSP硬件模块ADC的输入。

所述驱动器模块型号为PM75RL1A120三菱驱动式智能IPM，永磁同步直线电机型号为苏州原亚精密科技有限公司生产的圆筒型永磁同步直线电机，编码信号为型号Renishaw公司的RH100X30D05A直线光栅编码器输出差分信号，解编码电路型号为6FX1121-4BA02SIEMENS 810，DSP硬件模块QEP型号为研旭TMS320F28335DSP开发板，电压传感器型号为VSM025，信号调理电路型号为UAF42增益截止频率可调八阶巴特沃斯低通滤波器，DSP硬件模块ADC型号为研旭TMS320F28335DSP开发板。

本实用新型具有的有益效果是：

本实用新型在调速控制和抗参数摄动方面效果明显，能够实现快速无超调调速控制，控制算法不依赖电机参数，输出净控制量曲线光滑，避免颤抖，简化了参数的调节，利用ESO1状态观测器跟踪系统总干扰值达到精确补偿，对电流突然的干扰能够做出迅速的响应，保证电流渐进的稳定。

附图说明

图1是基于改进ADRC自抗扰算法的永磁直线电机控制系统图。

图2是基于改进ADRC自抗扰算法结构示意图。

图3是基于传统ADRC自抗扰算法结构示意图。

图4是fal()函数结构示意图。

图5是改进ADRC自抗扰算法中PD输出净控制量和传统ADRC自抗扰算法中NLSEF输出净控制量对比示意图。

图6是改进ADRC自抗扰算法和传统ADRC自抗扰算法输出控制量对比示意图。

图7是改进ADRC自抗扰算法中ESO1状态观测器跟踪干扰值示意图。

图8是改进ADRC自抗扰算法调速曲线和PI算法调速对比示意图。

图9是基于改进ADRC速度控制器和PI速度控制器在永磁直线电机受外界突然的增加负载和突然减轻负载时输出的速度对比图。

图10是基于ADRC自抗扰算法在永磁直线电机受外界突然的增加负载和突然减轻负载时输出的速度和估计总干扰值示意图。

图中：101、ADRC速度控制器，102、d轴ADRC电流控制器，103、q轴ADRC电流控制器，104、PWM生成模块，105、驱动器模块，106、永磁同步直线电机，107、编码信号，108、解编码电路，109、DSP硬件模块QEP，110、电流传感器，111、信号调理电路，112、DSP硬件模块ADC。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本实用新型作进一步说明。

如图1所示，本实用新型包括ADRC速度控制器101、d轴ADRC电流控制器102、q轴ADRC电流控制器103、PWM生成模块104、驱动器模块105、永磁同步直线电机106、编码信号107、解编码电路108、DSP硬件模块QEP 109、电压传感器110、信号调理电路111和DSP硬件模块ADC112。

ADRC速度控制器101有两路输入，一路输入是给定速度信号值Vref，另一路输入是DSP硬件模块QEP 109的输出速度信号Vfdb；q轴ADRC电流控制器103有两路输入，一路输入是ADRC速度控制器101输出值Out，另一路输入是DSP硬件模块ADC112的输出q轴电流Iq；d轴ADRC电流控制器102有两路输入，一路输入是给定零电流值Iref，另一路输是DSP硬件模块ADC112的输出d轴电流Id；PWM生成模块104有两路输入，一路输入是d轴ADRC电流控制器102输出Id，另一路输入是q轴ADRC电流控制器103输出Iq；PWM生成模块104的输出作为驱动器105的输入；驱动器105有两路输出，一路输出作为永磁直线电机106的输入，另一路输出作为电压传感器110的输入；永磁直线电机106的输出编码信号107作为解编码电路108的输入；解编码电路108的输出作为DSP硬件模块QEP109的输入；电压2传感器110的输出作为信号调理电路111的输入；信号调理电路111的输出作为DSP硬件模块ADC112的输入。

所述驱动器模块105型号为PM75RL1A120三菱驱动式智能IPM，永磁同步直线电机106型号为苏州原亚精密科技有限公司生产的圆筒型永磁同步直线电机，编码信号107为型号Renishaw公司的RH100X30D05A直线光栅编码器输出差分信号，解编码电路108型号为6FX1121-4BA02SIEMENS 810，DSP硬件模块QEP 109型号为研旭TMS320F28335DSP开发板，电压传感器110型号为VSM025，信号调理电路111型号为UAF42增益截止频率可调八阶巴特沃斯低通滤波器，DSP硬件模块ADC112型号为研旭TMS320F28335DSP开发板。

所述PWM生成模块104为空间电压矢量模型SVPWM算法经过TMS320F28335DSP计算生成的六路PWM波形。

如图2所示，所述ADRC速度控制器采用改进ADRC自抗扰算法，该改进ADRC自抗扰算法反馈通道上没有TD2带有预报补偿因子的跟踪微分器，用速度给定信号Ref作为TD1跟踪微分器的输入，TD1的输出与速度反馈信号Fdb比较，比较的误差值e作为PD模块的输入，ESO1状态观测器的输出z作为缩小系数1/b模块输入，PD输出值减去缩小系数1/b模块输出值得到u1净控制量，净控制量u1一路作为ADRC速度控制器的输出，另一路作为放大系数b模块的输入，放大系数b模块的输出与速度反馈信号Fdb作为ESO1状态观测器的输入。

如图2所示，ADRC电流控制器采用改进ADRC自抗扰算法，该改进ADRC自抗扰算法反馈通道上有TD2带有预报补偿因子的跟踪微分器，所述q轴ADRC电流控制器用所述速度控制器输出Out作为q轴ADRC电流控制器输入Ref，d轴ADRC电流控制器用给定零电流值作为Ref，Ref作为TD1跟踪微分控制器的输入，反馈信号Fdb作为TD2带有预报补偿因子的跟踪微分器的输入，TD1跟踪微分器的输出值与TD2带有预报补偿因子的跟踪微分器的输出值比较，比较的误差值e作为PD模块的输入，ESO1状态观测器输出z作为缩小系数1/b模块输入，PD模块输出值减去缩小系数1/b模块的输出值得到u1净控制量，净控制量u1一路作为ADRC电流控制器的输出，另一路作为放大系数b模块的输入，放大系数b模块输出与TD2带有预报补偿因子的跟踪微分器的输出值作为ESO 1的输入。

改进ADRC自抗扰算法由TD1跟踪微分器、ESO1状态观测器、PD比例微分模块，TD2带有预报补偿因子的跟踪微分器四个模块组成，改进ADRC自抗扰算法用PD比例微分模块替代了NLSEF非线性误差状态反馈律模块。

所述TD1跟踪微分器状态方程：

x_1(k+1)＝x_1(k)+hx_2(k),x_2(k+1)＝x_2(k)+hfst(x_1(k)-r_(k),x_2(k),λ,h₀)，式中：x_1(k)为跟踪r_(k)信号，x_2(k)为输入r_(k)的微分信号，x_1(k+1)是x_1(k)信号下一时刻直，x_2(k+1)是x_2(k)信号下一时刻直，h是数值积分步长,λ是决定跟踪速度快慢因子，h₀是噪音滤波因子，r_(k)为输入量。fst()为离散域最速控制综合函数，fst(x₁,x₂,λ,h₀)＝λsign(a)(|a|＞d)；fst(x₁,x₂,λ,h₀)＝λa/d(|a|≤d)；

d＝λh₀；d₀＝dh₀；y＝x₁+h₀x₂；a₀＝(d²+8λ|y|)^1/2；

a＝x₂+(a₀-d)sign(y)/2(|y|＞d₀)；a＝x₂+y/h(|y|≤d₀)；sign(y)＝1(y＞0),sign(y)＝0(y＜0)；

所述TD2带有预报补偿因子跟踪微分器方程：

x₁＝x₁+hx₂,x₂＝x₂+hfst(x₁-y,x₂,λ,h₀),x₃＝x₁+ηhx₂，式中x₃为相位补偿后的信号。

式中x₁是输入信号的跟踪信号,x₂是输入信号的微分信号，h是数值积分步长,λ是决定跟踪速度快慢因子,h₀是噪音滤波因子，η是预报步长。

所述ESO1状态观测器状态方程：

e(k)＝z_1(k)-y_(k),z_1(k+1)＝z_1(k)+h[z_2(k)-β₁e(k)]

$z_{2(k+1)}=z_{2\left(k\right)}+h\[z_{3\left(k\right)}-{\mathrm{\β}}_{2}fal\left(e\right(k),{\∂}_1,{\mathrm{\δ}}_1)\]+bu\left(t\right),z_{3(k+1)}=z_{3\left(k\right)}-{\mathrm{h\β}}_{3}fal\left(e\right(k),{\∂}_2,{\mathrm{\δ}}_2)$

fal(e,α,δ)＝eδ^1-α(|e|≤δ)；fal(e,α,δ)＝|e|^αsign(e)(|e|＞δ)

式中：z_1(k)是ESO1跟踪输入y_(k)信号值，z_2(k)是ESO1跟踪输入y_(k)微分值，z_3(k)是ESO1跟踪总干扰，z_1(k+1)是z_1(k)下一时刻值，z_2(k+1)是z_2(k)下一时刻值，z_3(k+1)是z_3(k)下一时刻值，β₁,β₂,β₃为fal函数系数，y_(k)为ESO1输入信号，δ₁,δ₂影响所述ADRC的非线性特性,为幂参数，e为误差值，b为放大系数。

所述PD比例微分方程：P＝k₁e,P为比例控制,D为微分控制，k₁为误差值系数，k₂为误差微分值系数，e为误差,为微分误差。

如图3所示，所述传统ADRC自抗扰算法中NLSEF非线性误差反馈控制律方程式：

$u=k_{3}fal\left(e\right(k),{\∂}_3,{\mathrm{\δ}}_3)+k_{4}fal\left(e\right(k),{\∂}_4,{\mathrm{\δ}}_4)$

如图4所示，fal()函数具有大误差小增益，小误差大增益特点，非常适合做非线性反馈，但是在-δ和δ两点位置函数特性曲线不光滑，使得输出净控制量存在颤抖现象。

式中δ₃,δ₄影响所述ADRC的非线性特性,为幂参数，k₃,k₄为fal()函数系数，e为误差值。

基于永磁直线电机数学模型，在Simulink仿真中给定信号为跟踪幅值为1，频率为0.2HZ的正弦波，外加幅值为1，周期为6.25s方波干扰，传统ADRC自抗扰算法净输出控制量仿真效果如图5虚线所示，传统ADRC自抗扰算法中NLSEF非线性反馈控制律输出净控制量在局部存在一定的颤抖，所述改进ADRC自抗扰算法净输出控制量仿真效果如图5实线所示，改进ADRC自抗扰算法中PD比例微分器输出净控制量曲线更加光滑。

如图6所示，ADRC自抗扰算法跟踪原信号效果，传统ADRC自抗扰算法跟踪原信号输出幅值在1.3左右，改进的ADRC自抗扰器算法跟踪原信号输出值在1.1左右，输出曲线幅值要更加逼近原始信号。

如图7所示，改进ADRC自抗扰算法中ESO1状态观测器跟踪系统总干扰值，ESO1状态观测器输出z跟踪系统总干扰值。

以上实验仿真参数如下；

λ＝100,h₀＝0.01,P＝100,D＝10,λ＝100,η＝30

k₁＝100,σ＝0.01,b＝1

β₁＝100,β₂＝65,β₃＝80,σ＝0.01,b＝1

如图8所示，永磁同步直线电机给定恒定负载5N启动时，ADRC速度控制器(101)解决了PI速度控制器无法解决的快速性与超调性的矛盾，实现了快速无超调启动。

如图9所示，永磁直线电机给定恒定负载5N，在0.12秒突然增加40﹪负载和在0.22秒突然减少40﹪负载时，PI速度控制在速度调节过程中震荡厉害，波幅较大，ADRC速度控制器101在速度调节过程中曲线光滑，波幅较小。

如图10所示，永磁同步直线电机给定恒定负载5N时，在0.16秒突然增加30﹪负载和在0.32秒突然减少30﹪负载时，ADRC速度控制器101中ESO1状态观测器能够精确的估计总干扰值，在速度调节过程中能够更加快速精确的补偿达到稳定。