自适应同步整流器控制的制作方法

相关申请的交叉参考

本申请要求了2015年8月25日提出的美国专利申请no.14/835,487的权益，通过引用的方式将其全部并入本文。

本申请涉及开关功率变换器，尤其涉及使用同步整流的开关功率变换器。

背景技术：

移动电子设备诸如智能手机和平板电脑的爆炸性增长，产生了对紧凑高效开关功率变换器的技术的增加需要，使得用户可以给这些设备充电。反激式开关功率变换器通常提供有移动设备，因为其变压器提供了与ac家用电流的安全隔离。使用整流二极管的常规反激式变换器，在其变压器的次级(负载)侧，由于整流二极管的相对较高的正向电压降，具有重大的功率损耗。因此，开发了用主动控制开关诸如场效应晶体管(fet)器件(例如，金属氧化物场效应晶体管(mosfet)器件)代替整流二极管的同步整流技术，以利用其较低的功率损耗来提高操作效率。

常规的带同步整流的反激式变换器通常包括基于同步整流器开关端子上的电压控制同步整流器开关(s2)的同步整流器控制器。当这个电压下降到低于导通时间阈值电压时，该控制器就会接通同步整流器开关s2，以使功率被传送到负载。在这种功率传送期间，同步整流器开关s2上的电压逐渐上升超过了导通时间阈值电压，直到它越过关断时间阈值电压。这种关断时间阈值电压对应于当次级绕组的电流斜降到零时在变压器复位时间同步整流器开关的电压。

同步整流器开关的导通和关断状态的计时是减少损耗的关键。但关于导通时间和关断时间阈值电压的控制是有问题的，因为由于寄生效应，同步整流器开关s2的电压在接通时间和断开时间将产生谐振振荡。当同步整流器开关s2接通时，即使次级绕组电流仍是相对稳健的(在变压器复位时间之前它是好的)，这种谐振振铃也可导致开关电压超过关断时间阈值电压，使得控制器将不希望地断开同步整流器开关。为了防止同步整流器开关s2的这种不希望的过早的循环关断，常规处理是，控制器在同步整流器开关s2的循环导通之后对监测的关断时间阈值电压应用最小导通时间周期。在这种最小导通时间周期期间，控制器不会响应于超过关断时间阈值电压的同步整流器开关s2的电压。

类似的最小导通时间周期会跟随同步整流器开关s2的循环关断，以防止控制器响应开关电压的谐振振荡，所述开关电压的谐振振荡促使开关电压下降到导通时间阈值电压以下。但与在同步整流器开关s2导通时间出现的谐振振荡相比，断开时间的谐振振荡明显更稳健且更持久。开关电压的这种稳健的关断时间振荡使最小导通时间周期的适当持续时间的设置变得复杂，其可通过考虑图1所示的初级侧功率开关s1的功率周期110和功率周期120的波形来更好地理解。在这个例子中，同步整流器开关s2上的电压是mosfet的漏极-源极(vd-s)电压。响应于功率开关s1的循环关断，同步整流器开关s2的漏极-源极电压下降到导通时间阈值电压以下。因此，接通同步整流器开关s2，同时启动计时器(s2最小t导通(ton)计时器)以计时最小导通时间周期。由此产生的漏极-源极电压的谐振振荡相对较小且迅速衰减，使得最小导通时间周期的持续时间可相对较短。

响应于同步整流器开关s2的循环导通，次级绕组电流脉冲导通并开始斜降，直到在变压器重置时间(t1复位)时达到零。同时，开关s2的漏极-源极电压上升超过关断时间阈值电压(s2关断阈值)，使得s2开关断开并且计时器(s2最小t关断(toff)计时器)开始计时最小关断时间周期。与同步整流器开关s2的导通时间出现的衰减相比，同步整流器开关s2关断时间之后得到的漏极-源极电压的谐振振荡衰减更明显且更慢。对于功率周期110，最小关断时间周期具有适当的持续时间，使得在最小关断时间周期结束之后，漏极-源极电压的谐振振荡不会越过导通时间阈值电压。

但是，对于功率开关s1的后续功率周期120，同步整流器开关s2关断时间之后的谐振振荡更为明显。由于这种更为明显的谐振，在功率周期120中的最小关断时间周期结束之后的时间122处，漏极-源极电压会越过导通时间阈值电压。结果，尽管没有功率脉冲传送，控制器仍循环导通同步整流器开关s2。其结果是，次级绕组电流在时间122之后的最小导通时间周期期间具有少量的负值。当这种不希望的最小导通时间周期结束时，漏极-源极电压会超过关断时间阈值电压，使得同步整流器开关s2在另一个最小关断时间周期循环关断。但是，漏极-源极电压的随后的谐振振荡会再次导致漏极-源极电压越过导通时间阈值电压，如此同步整流器开关s2在时间124会再次循环导通。在次级绕组上诱发另一个负电流，直到在随后的最小导通时间周期结束，于是漏极-源极电压再次超过关断时间阈值电压，如此同步整流器开关s2被打开。

变压器的复位时间之后产生的同步整流器开关s2的循环导通和关断出于某些原因是不希望的。例如，在次级绕组上激发的负电流会浪费能量。更重要的是，当循环导通功率开关时，可以循环导通同步整流器开关s2，这是一个严重的问题。因此设置最小关断时间周期的现有技术是有问题的，因为它不能设置得过短，否则会出现同步整流器开关s2的这种不希望的循环，也不能设置得太长，因为最小关断时间周期将会干扰下一个功率开关s1循环。

因此，本领域中需要有改善开关功率变换器的同步整流器控制技术。

技术实现要素：

为了解决关于改善同步整流技术的需要，开关功率变换器提供有配置为监测同步整流器开关的导通时间周期的持续时间的同步整流器控制器。如果持续时间太短，则同步整流器控制器会增加用于同步整流器开关的最小关断时间周期的持续时间来解决由此产生的故障检测。以这种方式，防止同步整流器开关上的电压的谐振振荡造成同步整流器控制器在功率开关的导通时间之间重复地循环导通或关断同步整流其开关。

特别是，希望在变压器复位时间之后和在功率开关的随后循环导通之前，同步整流器控制器保持同步整流器开关关断。但是，由于在同步整流器开关断开之后该同步整流器开关上的电压的谐振振荡，常规同步整流器控制器将不希望在功率开关循环导通之前循环导通谐振开关。在同步整流器开关的最小导通时间周期结束之后，同步整流器开关上的电压将会迅速穿过关断时间阈值电压以触发同步整流器开关的循环关断。同步整流器开关的这种循环关断然后触发同步整流器开关上的电压的另一个谐振振荡，其反过来增加了同步整流器开关的另一个不希望的循环导通的危险。以这种方式，同步整流器开关可继续循环导通和关断，使得传送到负载正常功率输送中断。

为了解决这个问题，人们所知道的是，通过在最小关断时间周期的持续时间期间监测同步整流器开关的电压来调整最小关断时间周期。但是，这种常规技术是不希望的，因为最小关断时间周期可被延长以致错过了功率开关的循环。与此相反，公开的最小导通时间周期的监测有利地防止了在变压器复位时间之后和在功率开关的循环关断之前，同步整流器开关的不希望地重复的循环导通。这些有利的特征可通过考虑下面的详细描述来更好地理解。

附图说明

图1示例了具有同步整流器控制的常规反激式变换器的波形。

图2是根据本公开实施例的配置为自适应同步整流器控制的反激式变换器的图。

图3示例了根据本公开实施例的具有自适应同步整流器控制的反激式变换器的波形。

图4是根据本公开实施例的示例操作方法的流程图。

通过参考下面的详细描述，将最好地理解本发明的实施例和其优势。应该意识到，相同的参考数字用来确定在一幅或多幅图中示例的相同元件。

具体实施方式

提供了允许同步整流的最小关断时间计时器的逐周期自适应设置的系统、设备和方法。

图2示出了配置为自适应同步整流器控制的示例性反激式变换器200。在不同的实施例中，反激式变换器200包括初级侧诸如功率级210和次级侧诸如次级输出级220。功率级210可以包括功率开关s1、配置为控制功率开关s1的导通状态和关断状态的初级控制器u1、和变压器t1的初级绕组np。控制器u1可通过控制功率开关s1的导通和关断状态来保持反激式变换器200的输出调节。次级输出级220可以包括同步整流器开关s2、配置为控制同步整流器开关s2的导通和关断状态的自适应同步整流器控制器u2、变压器t1的次级绕组ns和输出电容c1。功率开关s1和同步整流器开关s2都可以是场效应晶体管(fet)器件(例如，金属氧化物场效应晶体管(mosfet)器件)、双极结型晶体管(bjt)器件，或其他适当的开关。

在一些实施例中，自适应同步整流器控制器u2包括电压传感器222、最小导通时间计时器224和控制逻辑电路226。电压传感器222可被配置为通过感测自适应同步整流器控制器u2的一个或多个端子来监控同步整流器开关s2上的电压。计时器224可包括模拟或数字电路。控制电路226可包括逻辑门或微控制器。控制电路226可被配置为响应于电压传感器222感测到的电压越过导通时间阈值电压，在至少最小导通时间周期接通同步整流器开关s2。同样，控制电路226可被配置为响应于感测到电压越过关断时间阈值电压的电压，在至少最小关断时间周期断开同步整流器开关s2。通过比较每个导通时间周期的持续时间与由计时器224计时的最小导通计时器周期的持续时间，控制电路226可确定何时给定导通时间周期的持续时间太短而无法触发故障状态的检测。在一个实施例中，这种“太短”的持续时间可等于最小导通时间周期的持续时间。在其他实施例中，导通计时器周期的持续时间必须小于或等于最小导通时间周期和保护频带周期之和。

响应于故障状态的检测，控制电路226可自适应地增加最小关断时间周期。该最小关断时间周期的增加可被限制为不超过允许的最大关断时间周期，使得同步整流器控制器u2可以响应于被循环关断的功率开关s1而准备好接通同步整流器开关s2。在进一步的实施例中，电压传感器222、计时器224和控制器电路226可使用硬件、软件和/或固件部件的组合来实现。

在不同的实施例中，当功率开关s1置于导通状态时，输入电压v_in使初级电流进入变压器t的初级绕组np。基于输入电压v_in和变压器t1的磁化电感，初级电流从零安培(安培)斜升到峰值电流值，于是控制器u1断开功率开关s1以完成功率循环。

在不同的实施例中，为了将存储在变压器t1中的能量传送到次级输出级220，当功率开关s1置于断开状态时，同步整流器开关s2置于导通状态，并且当储存在变压器t1的能量耗尽时诸如在变压器复位时间，同步整流器开关s2置于关断状态。因此，当控制器u1断开功率开关s1时，同步整流器控制器u2就会接通同步整流器开关s2，使得变压器t1中的储存能量连同变压器t1的次级绕组ns中的次级电流的脉冲作为由输出电容c1滤波的负载上的输出电压v_out被传送。例如，自适应同步整流器控制器u2可响应于越过导通时间阈值电压(例如，约-400mv)的同步整流器开关s2上的电压，来接通同步整流器开关s2。当变压器t1的能量传送耗尽时，次级电流将斜降到零安培。当次级电流达到零安培时，就会出现变压器复位点(t1复位)，在该点处同步整流器控制器u2断开同步整流器开关s2。例如，自适应同步整流器控制器u2可响应于同步整流器开关s2上的电压达到关断时间阈值电压(例如，0v)，来断开同步整流器开关s2。

为了提高操作效率，同步整流器控制器u2可控制同步整流器开关s2以提供类似于二极管器件的功能操作，尽管双向电流流动可通过同步整流器开关s2产生。在变压器复位时间之后和在功率开关s1的随后循环导通之前，同步整流器控制器u2应保持同步整流器开关s2关断。但如前所述，在使同步整流器开关s2循环关断并持续经过最小关断时间周期之后，同步整流器开关s2上的电压的谐振振荡可导致该电压越过导通时间阈值电压，从而使同步整流器开关接通。由于同步整流器开关的这种错误的循环导通是在功率开关s1的循环导通之前进行的，所以在最小导通计时器周期终结之后，关断时间阈值电压将立即被违背。同步整流器控制器u2监测接通时间周期的持续时间，以检测它是否等于最小导通时间周期(或它是否处于最小导通时间周期终结的保护频带周期内)以触发故障状态。

在不同的实施例中，自适应同步整流器控制器u2被配置为响应于故障状态的检测，来增加同步整流器开关s2的最小关断开时间周期以防止故障状态持续存在。考虑如图3所示的波形，可更好地理解对故障状态的进一步发生的有利预防。在功率周期310中在功率开关s1的导通时间周期之后，控制器u1将功率开关s1置于off状态，导致同步整流器开关s2上的电压的漏极-源极电压波形(vd-s)越过导通时间阈值电压(s2on阈值)。这种阈值越过导致同步整流器控制器u2将同步整流器开关s2置于导通状态。此时，启动最小导通时间计时器(s2最小t导通计时器)。一旦将所有的能量传送到次级输出级220且次级电流达到零安培，则在最小导通时间周期之后，vd-s波形共振上升，以越过关断时间阈值电压(s2off阈值)。在下一个功率周期320开始之前，vd-s波形不会触发导通时间阈值电压，从而代表适当的同步整流器控制。

在功率开关s1的功率周期320期间，控制器u1循环关断功率开关s1，这会导致vd-s波形越过导通时间阈值电压。这种阈值越过反过来导致同步整流器控制器u2使同步整流器开关s2循环导通。同时，启动最下导通时间计时器。一旦所有的能量被传送到次级输出级220且次级电流达到零安培，则vd-s波形上升，以超过关断时间阈值电压，从而使同步整流器开关s2循环关断。

在最小关断时间周期之后，vd-s波形的揩振振荡可导致vd-s波形在时间322时越过导通时间阈值电压，从而导致同步整流器开关s2的过早循环导通。这还会重新启动最小导通时间计时器。由于变压器t1的所有能量都已被传送，所以vd-s波形诸如在最小导通时间期间快速达到了关断时间阈值电压。因此，当最小导通时间计时器到期时，同步整流器开关s2可循环关断。同步整流器控制器u2在时间324响应于同步整流器开关s2在最小导通时间计时器到期的同时断开，来检测故障状态。这种故障状态是由vd-s波形的振铃引起的，在最小关断时间计时器到期之后和在下一个功率周期之前，其会使波形vd-s触发导通时间阈值电压。为了防止这种故障状态的持续发生，控制器u2增加了诸如周期330所示的最小关断时间周期。

现在将参考图4所示的流程图讨论操作的方法。该方法开始之后，在动作402，当在时间ta处vd-s波形越过导通时间阈值电压(vturn_on)时，同步整流器开关s2接通。在这方面，同步整流器控制器u2通过例如使用电压传感器222来监测vd-s(例如，vd-s波形)。响应于vd-s触发导通时间阈值电压，同步整流器控制器u2还在动作402中启动最小导通时间计时器。因此，同步整流器开关必须在至少最小导通时间周期内保持导通，在动作404中最小导通时间周期在时间tb到期。

动作406发生在时间tb结束之后的时间tc。在动作406中，通过断开同步整流器开关，同步整流器控制器对vd-s波形越过关断时间阈值电压(vturn_off)作出反应。因此，时间tc意味着时间ta之后的导通时间周期的结束。因此，在动作408中控制电路226(图2)可通过确定tc和tb之间的差是否小于或等于阈值时间持续时间td来测试该导通时间周期的持续时间。换句话说，动作408是询问同步整流器开关在时间ta之后的导通时间周期是否异常地短。在断开时间之后由于同步整流器开关的漏极-源极电压的谐振振荡，在图3的时间322和324之间示出了这种异常地短的导通时间周期。

如果动作408中确定为正，则在动作410中控制电路226(图2)增加最小关断时间周期的持续时间，并使关断时间计时器具有该经修改的最小关断时间周期。相反，在功率开关的循环关断之后的导通时间周期具有两个功率周期310和320的如图3所示的正常(不是异常短的)持续时间。在这种情况下，动作408中确定将是负的，使得在动作412中使用最小关断时间周期的不变值启用关断时间计时器。

在一些实施例中，在最小导通时间计时器到期之前或在最小导通时间计时器到期的同时，同步整流器控制器u2响应于vd-s到达、超过和/或触发关断时间阈值电压来检测故障状态。例如，在最小导通时间计时器到期之前或在最小导通时间计时器到期的同时，同步整流器控制器u2可响应于vd-s到达s2off电压阈值来检测故障状态。在其他实施例中，在等于最小导通时间周期和保护频带周期(tc)之和的周期到期之前，同步整流器控制器u2可响应于vd-s超过和触发关断时间阈值电压，来检测故障状态。这可表示如下：

如果：ton≤ton_min+tc

则：增加toff_min。

保护频带周期的持续时间是一个设计选择。在一些实施例中，保护频带周期可具有小于或等于最小导通时间周期的10％的持续时间。

由于本领域技术人员将理解并且根据手边的特定应用，可以在不偏离本公开的精神和范围的情况下，对本公开的设备的材料、装置、配置及使用方法进行许多修改、替换和改变。鉴于此，本公开的范围不应限于本文所示例和描述的特定实施例，因为它们仅仅是作为其一些例子使用，相反地，应与随附的权利要求和它们的功能等价物完全相称。