电动机驱动装置的制作方法
本发明涉及具备逆变器的电动机驱动装置。本发明涉及例如从逆变器供给频率可变且电压可变的交流电流而使永磁体型同步电动机可变速运转的电动机驱动装置。
背景技术：
已知如下的电动机驱动装置，该电动机驱动装置使用频率可变且电压可变的逆变器来改变电动机的转速，并且根据负荷来切换定子绕组的接线状态，从而减少电力消耗，提高效率。
作为接线状态的切换的例子，有星形(y)接线与三角形(δ)接线的切换、并联接线与串联接线的切换。
例如在空气调节机的压缩机用的电动机方面，考虑在针对全年消耗电力的贡献度高的中间条件(低负荷条件)下按照星形接线驱动，在额定条件(高负荷条件)下按照三角形接线驱动。通过这样做，能够提高中间条件下的效率，还能够实现额定条件下的高输出化。
在为使用了永磁体的电动机的情况下，当在定子绕组中流过的电流过大时，磁体退磁，所以进行用于将在定子绕组中流过的电流抑制到容许值以下的保护。
为了进行上述保护，多使用如下的控制：在该控制中，检测逆变器的电流，进行检测到的电流是否超过阈值的判定，如果超过阈值，则使逆变器停止。
在检测逆变器的电流并与阈值进行比较的情况下，检测到的电流与绕组电流之比根据接线状态不同而不同，所以需要使用根据接线状态不同而不同的阈值。
例如，在为星形接线的情况下，逆变器输出电流与绕组电流的大小相同，但在为三角形接线的情况下，逆变器输出电流为绕组电流的
因而，在以防止退磁为目的而以使逆变器电流的检测值不超过一定的阈值的方式控制逆变器的情况下，需要使星形接线时的阈值成为三角形接线时的阈值的
因而，例如提出了根据接线状态来切换阈值(基准值)(专利文献1，第0048、0070段，第14图(c)、(d))。
另外，还提出了单独地设置与不同的接线状态对应的比较电路，将它们的输出输入到cpu，用cpu进行异常判定(专利文献1，第0042段，第14图(b))。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-228513号公报(第0042、0048、0070段，第14图(b)～(d))
技术实现要素：
关于专利文献1的第14图(c)、(d)的结构，在一个过电流保护电路中，使用晶体管使电阻短路，从而切换阈值。在该结构中，在作为晶体管而使用了价格低的数字晶体管的情况下，存在数字晶体管的偏差比较大，保护电平的精度下降这样的问题。另外，如果考虑偏差而将阈值设定得低(具有富余)，则存在无法使电动机运转至其能力的极限这样的问题。另一方面，偏差小的晶体管、电阻昂贵，如果使用这样的元件，则存在过电流保护电路变得昂贵这样的问题。
专利文献1的第14图(b)的结构是将两个比较电路的输出输入到cpu，用cpu对两个输入进行处理的结构，存在需要使用cpu的两个输入端口这样的问题、cpu中的处理而需要时间这样的问题、cpu的处理负担增加这样的问题。
本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于得到能够根据各个接线状态以适当的保护电平进行过电流保护，过电流保护电路的输出为一个，而且能够高速地进行过电流保护的电动机驱动装置。
本发明提供一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
接线切换单元，选择能够在多个接线状态中的任意接线状态下运转的电动机的多个所述接线状态中的任意接线状态；
逆变器，将交流电力供给到所述电动机，使所述电动机运转；
控制装置，使所述接线切换单元进行所述接线状态的选择，控制所述逆变器；以及
过电流保护电路，保护所述逆变器，
所述过电流保护电路具有：
多个判定电路，与多个所述接线状态分别对应地设置；
合成电路，合成所述多个判定电路中的比较的结果；以及
无效化电路，使所述多个判定电路中的比较中的一部分无效化。
根据本发明，使多个判定电路中的比较中的一部分无效化，所以能够根据各个接线状态以适当的保护电平进行过电流保护。
另外，利用合成电路合成多个判定电路的输出，所以过电流保护电路的输出为一个，接受控制逆变器的驱动以及停止的装置的、上述过电流保护电路的输出的端子为一个就可以。
而且，过电流保护电路由硬件构成，所以能够高速地进行保护。
附图说明
图1是将本发明的实施方式1的电动机驱动装置与电动机一起示出的概略布线图。
图2是更详细地示出图1的电动机的绕组和接线切换单元的布线图。
图3是示出图1的控制装置的概略结构的框图。
图4是示出图1的过电流保护电路的概略结构的框图。
图5是图4的过电流保护电路的布线图。
图6的(a)以及(b)是示出图4以及图5的过电流保护电路的动作的时序图。
图7是示出在本发明的实施方式2中使用的过电流保护电路的布线图。
图8是示出在本发明的实施方式3中使用的过电流保护电路的布线图。
图9是示出在实施方式1～3的变形例中使用的第2判定电路的阈值生成电路以及无效化电路的例子的布线图。
图10是示出具备图9的阈值生成电路以及无效化电路的过电流保护电路的动作的时序图。
图11是示出在本发明的实施方式4中使用的过电流保护电路的概略结构的框图。
图12是图11的过电流保护电路的布线图。
图13的(a)以及(b)是示出图11以及图12的过电流保护电路的动作的时序图。
图14是示出在实施方式4的变形例中使用的第1判定电路的阈值生成电路以及无效化电路的例子的布线图。
图15是示出具备图14的阈值生成电路以及无效化电路的过电流保护电路的动作的时序图。
图16是示出本发明的实施方式5中的电动机的绕组和接线切换单元的布线图。
图17是示出本发明的实施方式6中的电动机的绕组和接线切换单元的布线图。
附图标记说明
4：电动机；4u、4v、4w：绕组；12：ipm；20：转换器；30：逆变器；32：逆变器驱动电路；40：接线切换单元；50：控制装置；52：微型计算机；521：接线切换控制部；524：pwm信号生成部；525：强制切断部；60、60b：过电流保护电路；61：电流值检测电路；62：第1判定电路；621：阈值生成电路；622：比较器；63：第2判定电路；631：阈值生成电路；632：比较器；65、65b：无效化电路；66：合成电路。
具体实施方式
以下，说明本发明的实施方式。
以下的实施方式是将本发明应用于电动机的驱动装置的实施方式，该电动机的驱动装置驱动空气调节机的压缩机。
实施方式1.
图1是将本发明的实施方式1的电动机驱动装置与电动机一起示出的概略布线图。
图示的电动机驱动装置2用于驱动电动机4，具有转换器20、逆变器30、逆变器驱动电路32、接线切换单元40、控制装置50以及过电流保护电路60。
逆变器30与逆变器驱动电路32的组合包括ipm(intelligentpowermodule，智能功率模块)12。ipm12、转换器20、接线切换单元40、控制装置50以及过电流保护电路60安装于逆变器基板10上。
转换器20经由电抗器7从交流电源6接受交流电力，进行整流、平滑化等，来输出直流电力。转换器20作为将直流电力供给到接下来叙述的逆变器30的直流电源发挥作用。
逆变器30的输入端子连接于转换器20的输出端子，输出端子分别经由u相、v相、w相的输出线30u、30v、30w连接于电动机4的3相的绕组4u、4v、4w。
在逆变器30中，根据来自逆变器驱动电路32的驱动信号sr1～sr6，6个支路的开关元件进行接通、关断动作，生成3相交流电流，来供给到电动机4。
逆变器驱动电路32根据来自控制装置50的后述的接通及关断控制信号、例如pwm信号sm1～sm6生成上述驱动信号sr1～sr6。
电动机4能够在多个接线状态中的任意接线状态下运转。以下，说明多个接线状态包括星形接线状态以及三角形接线状态的情况。在电动机4能够在星形接线状态以及三角形接线状态中的任意接线状态下运转的情况下，作为接线切换单元40，使用能够进行向星形接线以及三角形接线中的任意接线的切换(选择)的单元。图2更详细地示出电动机的绕组和接线切换单元40。
如图示那样，3个相、即u相、v相、w相各自的绕组4u、4v、4w的第1端部4ua、4va、4wa以及第2端部4ub、4vb、4wb连接于外部端子4uc、4vc、4wc、4ud、4vd、4wd，能够进行与电动机4的外部的连接。逆变器30的输出线30u、30v、30w连接于外部端子4uc、4vc、4wc。
接线切换单元40在图示的例子中包括3个切换开关41u、41v、41w。3个切换开关41u、41v、41w分别与3个相对应地设置。
作为切换开关41u、41v、41w，使用电磁驱动的机械开关。这样的开关被称为继电器、接触器等，在未图示的励磁线圈中流过电流时和未流过电流时采取不同的状态。
切换开关41u的共同接点41uc经由引线44u连接于端子4ud，常闭接点41ub连接于中性点节点42，常开接点41ua连接于逆变器30的v相的输出线30v。
切换开关41v的共同接点41vc经由引线44v连接于端子4vd，常闭接点41vb连接于中性点节点42，常开接点41va连接于逆变器30的w相的输出线30w。
切换开关41w的共同接点41wc经由引线44w连接于端子4wd，常闭接点41wb连接于中性点节点42，常开接点41wa连接于逆变器30的u相的输出线30u。
通常，切换开关41u、41v、41w如图示那样处于切换到常闭接点侧的状态、即共同接点41uc、41vc、41wc与常闭接点41ub、41vb、41wb连接的状态。在该状态下，电动机4处于星形接线状态。
当在未图示的励磁线圈中流过电流时，切换开关41u、41v、41w与图示相反，处于切换到常开接点侧的状态、即共同接点41uc、41vc、41wc与常开接点41ua、41va、41wa连接的状态。在该状态下，电动机4处于三角形接线状态。
控制装置50控制接线切换单元40来控制电动机的接线状态的切换，并且对逆变器30进行接通及关断控制，使交流电力供给到电动机4。控制装置50为了进行接通及关断控制，生成接通及关断控制信号sm1～sm6，并供给到逆变器驱动电路32。
以下，说明作为接通及关断控制而例如进行pwm控制的情况。在进行pwm控制的情况下，pwm信号sm1～sm6作为控制信号被供给到逆变器驱动电路32。在该情况下，能够从逆变器30产生频率可变且电压可变的3相交流电流。作为接通及关断控制的其它例子，有矩形波驱动控制。在为矩形波驱动控制的情况下，例如供给用于使各相的绕组各通电120度的控制信号。在该情况下，能够从逆变器30产生频率可变的3相交流电流。
如图3所示，控制装置50具备微型计算机52。
微型计算机52具有接线切换控制部521、pwm信号生成部524以及强制切断部525。
接线切换控制部521生成接线选择信号sw。该信号sw指定应使电动机4成为星形接线状态还是成为三角形接线状态。
例如，接线选择信号sw在指定星形接线时为低，在指定三角形接线时为高。
接线选择信号sw被供给到接线切换单元40，用于切换开关41u、41v、41w的状态的控制。具体而言，在接线选择信号sw为低时，切换开关41u、41v、41w如图2所示处于共同接点与常闭接点连接的状态，在接线选择信号sw为高时，切换开关41u、41v、41w与图2相反地处于共同接点与常开接点连接的状态。
接线切换控制部521进而将反转接线选择信号ss供给到过电流保护电路60。反转接线选择信号ss取与接线选择信号sw相反的逻辑值。即，在接线选择信号sw为低时(指定了星形接线时)，反转接线选择信号ss成为高，在接线选择信号sw为高时(指定了三角形接线时)，反转接线选择信号ss成为低。
pwm信号生成部524输出用于对逆变器30进行pwm控制的pwm信号sm1～sm6。
pwm信号sm1～sm6分别用于逆变器30的6个支路的开关元件的接通及关断控制。
pwm信号sm1～sm6在想要将各自对应的开关元件维持为接通状态的期间维持高的状态，在想要将各自对应的开关元件维持为关断状态的期间维持低的状态。
如上所述，逆变器驱动电路32分别根据pwm信号sm1～sm6，生成用于使逆变器30的6个支路的开关元件接通及关断的驱动信号sr1～sr6而输出。
驱动信号sr1～sr6分别是与pwm信号sm1～sm6对应地生成的信号，以在对应的pwm信号为高的期间中，使对应的开关元件维持为接通状态，在对应的pwm信号为低的期间中，使对应的开关元件维持为关断状态的方式控制开关元件。
pwm信号sm1～sm6为逻辑电路的信号电平的大小(0～5v)，相对于此，驱动信号sr1～sr6具有控制开关元件所需的电压电平、例如15v的大小。
逆变器驱动电路32连接于ipm12的过电流切断端口cin，当信号被输入到过电流切断端口cin时(当该信号为高时)，使逆变器30的所有的支路的开关元件关断。
强制切断部525连接于微型计算机52的逆变器输出异常切断端口poe，当信号被输入到该端口poe时(当该信号为高时)，使来自pwm信号生成部524的pwm信号sm1～sm6的输出停止。逆变器驱动电路32当pwm信号sm1～sm6全部不再被供给时，使逆变器30的所有的支路的开关元件关断。
作为开关元件成为关断的结果，逆变器30使交流电力的输出停止(逆变器30停止状态)。
强制切断部525由独立于由微型计算机52执行的控制程序而动作的硬件构成。
根据对逆变器输出异常切断端口poe的信号而使从pwm信号生成部524的pwm信号sm1～sm6的输出停止的处理是利用由硬件构成的强制切断部525来进行的，由于不经由基于微型计算机52的软件的处理，所以被高速地进行。
如上那样双重地进行用于使逆变器30停止的处理是为了更高速且更可靠地进行动作。
过电流保护电路60例如如图4以及图5所示构成。
图4是示出过电流保护电路60的概略结构的框图，图5是过电流保护电路60的布线图。
如图4所示，过电流保护电路60具有电流值检测电路61、第1判定电路62、第2判定电路63、无效化电路65以及合成电路66。
如图5所示，电流值检测电路61具有电阻r611和平滑电路612。
电阻r611插入于将转换器20的输出端子与逆变器30的输入端子连结的母线，第1端部接地。
平滑电路612具有电阻r613、r614和电容器c615。
电阻r613的第1端部连接于电阻r611的第2端部。
电阻r614的第1端部连接于控制电源vd，电阻r614的第2端部连接于电阻r613的第2端部。
电容器c615的第1端子连接于电阻r613的第2端部，电容器c615的第2端子接地。
在电流值检测电路61中，使电阻r611的两端间的电压平滑化后的电压出现于电容器c615的两个端子之间，电容器c615的两个端子之间的电压作为表示电流检测值的信号(电流值信号)sc而供给到第1判定电路62以及第2判定电路63。
第1判定电路62具有第1阈值生成电路621和比较器622。比较器622例如包括运算放大器。
第1阈值生成电路621具有包括相互串联连接的电阻r623以及r624的分压电路、以及平滑用电容器c625。
电阻r623的第1端部连接于控制电源vd，电阻r624的第1端部连接于电阻r622的第2端部，电阻r624的第2端部接地。电容器c625与电阻r624并联连接。
控制电源vd的电压(控制电压)vd被包括电阻r623以及r624的分压电路分压，与其分压比相应的电压vtδ出现于电阻r623与电阻r624的连接点、即分压电路的分压节点。
电压vtδ按照
vtδ＝vd×r624/(r623+r624)(1)
来施加。
电压vtδ为三角形接线用的阈值(第1阈值)，作为第1基准值vref1而供给到比较器622的非反转输入端子(+端子)。
来自电流值检测电路61的电流值信号sc被供给到比较器622的反转输入端子(－端子)。
比较器622将电流值信号sc与基准值vref1进行比较，如果电流值信号sc比基准值vref1高，则其输出成为低，如果不是这样，则其输出成为高。
第2判定电路63具有第2阈值生成电路631和比较器632。
比较器632例如包括运算放大器。
第2阈值生成电路631具有包括相互串联连接的电阻r633以及r634的分压电路、以及平滑用电容器c635。
电阻r633的第1端部连接于控制电源vd，电阻r634的第1端部连接于电阻r633的第2端部，电阻r634的第2端部接地。电容器c635与电阻r634并联连接。
控制电压vd被包括电阻r633以及r634的分压电路分压，与其分压比相应的电压vty出现于电阻r633与电阻r634的连接点、即分压电路的分压节点。
电压vty按照
vty＝vd×r634/(r633+r634)(2)
来施加。
电压vty为星形接线用的阈值(第2阈值)，在星形接线时，作为第2基准值vref2而供给到比较器632的非反转输入端子(+端子)。
在上述vtδ与vty之间，具有以下的关系。
即，以满足式(3)的关系的方式，决定电阻r623、r624、r633、r634的电阻值。
此外，也可以构成为vtδ为比vty的
来自电流值检测电路61的电流值信号sc被供给到比较器632的反转输入端子(－端子)。
比较器632将电流值信号sc与基准值vref2进行比较，如果电流值信号sc比基准值vref2高，则其输出成为低，如果不是这样，则其输出成为高。
无效化电路65使第2判定电路63中的与阈值(与星形接线对应的阈值)vty的比较无效化，具有npn型的数字晶体管q651。该数字晶体管q651的发射极以及集电极分别连接于电阻r633的第1端部以及第2端部。
在数字晶体管q651中，从控制装置50输出的反转接线选择信号ss被输入到基极，在该信号ss为高时(星形接线时)处于关断状态，在该信号ss为低时(三角形接线时)成为接通状态。
在数字晶体管q651为关断时(星形接线时)，如上所述，在第2阈值生成电路631中生成上述阈值vty，作为第2基准值vref2而供给到比较器632。
在数字晶体管q651为接通时(三角形接线时)，电阻r633被数字晶体管q651短路，所以接近控制电压vd的电位、即比控制电压vd低了数字晶体管q651的接通时的发射极与集电极间的电压下降von的电位vp＝(vd－von)出现于电阻r633与电阻r634的连接点、即分压电路的分压节点。该电位vp＝(vd－von)代替阈值vty而作为第2基准值vref2供给到比较器632的非反转输入端子(+端子)。
比较器632用vp＝(vd－von)代替阈值vty作为第2基准值vref2，进行与电流值信号sc的比较。
如上那样，在数字晶体管q651为关断时，阈值vty被用作基准值vref2，在数字晶体管q651为接通时，vp＝(vd－von)被用作基准值vref2。
合成电路66具有线或电路(wiredorcircuit)661、以及反转电路662。
线或电路661包括第1端部与控制电源vd连接且第2端部与比较器622以及632的输出端子连接的电阻r663。
在线或电路661中，如果比较器622以及632的输出端子中的至少一方为低(输出端子与地之间为低阻抗)，则其输出(电阻r663的第2端部)成为低(低电平)，如果比较器622以及632的输出端子这双方为高，则其输出(电阻r663的第2端部)成为高。
反转电路662具有：数字晶体管q664，该数字晶体管q664的发射极连接于控制电源vd，基极连接于线或电路的输出(电阻r663的第2端部)；以及电阻r665，该电阻r665的第1端部连接于数字晶体管q664的集电极，第2端部接地。
使线或电路661的输出的逻辑状态反转后的信号出现于数字晶体管q664的集电极端子。
该信号(过电流检测信号)se为反转电路662的输出，且为合成电路66的输出，因而，为过电流保护电路60的输出。
过电流保护电路70的输出被供给到ipm12的过电流切断端口cin，并且被供给到微型计算机52的逆变器输出异常切断端口poe。
当信号被供给到ipm12的过电流切断端口cin时(当该信号为高时)，逆变器驱动电路32使逆变器30的所有的支路的开关元件关断。
另外，当信号被供给到微型计算机52的逆变器输出异常切断端口poe时(当该信号为高时)，通过强制切断部525的动作，来自pwm信号生成部524的pwm信号sm1～sm6的输出停止，其结果，pwm信号不再被供给到逆变器驱动电路32。于是，逆变器驱动电路32使逆变器30的所有的支路的开关元件关断。
当逆变器30各自的支路的开关元件成为关断时，逆变器30成为不输出交流电力的状态(停止状态)。
如上所述，当合成电路66的输出成为高时，双重地进行使逆变器停止的处理。
以下，参照图6(a)以及(b)，说明判定电路62、63、以及合成电路66的动作。
供给到数字晶体管q651的基极的反转接线选择信号ss如上所述是从控制装置50的接线切换控制部521供给的。
在星形接线时，该信号ss如图6(a)所示成为高，在三角形接线时，该信号ss如图6(b)所示成为低。
因此，在星形接线时，数字晶体管q651如图6(a)所示变为关断，在三角形接线时，数字晶体管q651如图6(b)所示变为接通。
因而，在星形接线时，vty作为第2基准值vref2而供给到比较器632的+端子(图6(a))，在三角形接线时，vp＝(vd－von)作为第2基准值vref2而供给到比较器632的+端子(图6(b))。
在星形接线时和三角形接线时，vtδ都作为第1基准值vref1而供给到比较器622的+端子。
在星形接线时，如上所述，vty作为第2基准值vref2而供给到比较器632的+端子(图6(a))。另外如上所述，具有vty<vtδ的关系。
因此，当逆变器30的输入电流逐渐变大，与之相伴，电流值信号sc逐渐变大时，用比较器632进行电流值信号sc变得比基准值vref2大这样的判定，其输出成为低。
于是，在该时间点，线或电路661的输出成为低。其结果，反转电路662的输出(因而，合成电路66的输出)se成为高。
这样，在星形接线时，在电流值信号sc超过被决定为用于星形接线的阈值vty的时间点，过电流检测信号se成为高。
在三角形接线时，如上所述，vp＝(vd－von)作为第2基准值vref2而供给到比较器632的+端子(图6(b))。
电流值信号sc构成为不会超过vp＝(vd－von)，将比较器632的输出维持为高。
因而，当逆变器30的输入电流逐渐变大，与之相伴，电流值信号sc逐渐变大时，用比较器622进行电流值信号sc变得比基准值vref1大这样的判定，其输出成为低。
于是，在该时间点，线或电路661的输出成为低。其结果，反转电路662的输出(因而，合成电路66的输出)se成为高。
这样，在三角形接线时，在电流值信号sc超过被决定为用于三角形接线的阈值vtδ的时间点，过电流检测信号se成为高。
如上那样，在三角形接线时，第2判定电路63中的使用了与星形接线对应的阈值vty的比较被无效化。因而，在星形接线时和三角形接线时都能够根据与在各自的情况下适当的阈值(与各个接线状态对应的阈值)的比较的结果来进行过电流探测。
此外，当过电流检测信号se成为高时，如上所述，逆变器30停止，其结果，电流值信号sc下降，但在图6(a)、(b)中，为了易于理解比较器622、632的动作，设为电流值信号sc不下降而进行了图示。关于后述图10、图13(a)、(b)、图15也同样。
进行与阈值的比较无效化的无效化电路65能够包括数字晶体管。数字晶体管是廉价的，所以能够抑制成本。进而，判定电路62、63能够包括比较器、电阻等，该比较器包括比较廉价的运算放大器，所以能够抑制成本。
判定电路62、63中的阈值vtδ，vty的生成不受数字晶体管的电路常数的影响。因而，能够准确地进行阈值的生成以及使用了阈值的比较。因此，能够高精度地进行过电流保护。
能够高精度地进行过电流保护的结果是能够相对于退磁电流而将过电流保护电平设定得极高，所以能够实现高输出化。
在设置有多个判定电路的情况下，如果想要将它们的输出输入到微型计算机、ipm，则微型计算机、ipm等也需要多个输入端子。另一方面，一般的微型计算机(通用品)只具备一个逆变器输出异常切断端口poe，另外，一般的ipm(通用品)只具备一个过电流切断端口cin。因而，如果是将多个判定电路的输出直接输入到微型计算机、ipm的结构，则存在无法使用如上所述的通用品这样的问题。
相对于此，在本发明中，将多个判定电路中的判定结果合成而输出，所以作为微型计算机，能够使用只具备一个逆变器输出异常切断端口poe的微型计算机，作为ipm，能够使用只具备一个过电流切断端口cin的ipm。
另外，过电流保护电路60、特别是其判定电路62、63由硬件构成，所以高速地进行用于保护的动作。
进而，强制切断部525由硬件构成，独立于微型计算机52的控制程序而动作，所以能够高速地进行动作，另外在微型计算机52失控的情况下，也能够使驱动信号的供给可靠地停止。
因而，能够得到可靠性高的系统。
实施方式2.
图7是示出在实施方式2中使用的过电流保护电路的布线图。
实施方式2的过电流保护电路60与图4以及图5所示的结构大致相同。但是，在以下的点上不同。
首先，从电流值检测电路61输出的电流值信号sc被供给到比较器622以及比较器632的+端子，来自第1阈值生成电路621的基准值vref1被供给到比较器622的－端子，来自第2阈值生成电路631的基准值vref2被供给到比较器632的－端子。
进而，合成电路66包括二极管或电路(diodeorcircuit)671。
二极管或电路671具有电阻r672、r673、二极管d674、d675以及电阻r676。
电阻r672的第1端部连接于控制电源vd，第2端部连接于比较器622的输出端子。二极管d674的阳极连接于比较器622的输出端子，阴极连接于电阻r676的第1端部。
电阻r673的第1端部连接于控制电源vd，第2端部连接于比较器632的输出端子。二极管d675的阳极连接于比较器632的输出端子，阴极连接于电阻r676的第1端部。
电阻r676的第2端部接地。
在二极管或电路671中，如果比较器622以及632的输出端子中的至少一方为高，则其输出(电阻r676的第1端部的电位)成为高，如果比较器622以及632的输出端子这双方为低，则其输出(电阻r676的第1端部的电位)成为低。
电阻r676的第1端部的信号为二极管或电路671的输出，且为合成电路66的输出，因而为过电流保护电路60的输出。
与实施方式1同样地，供给到数字晶体管q651的基极的反转接线选择信号ss是从控制装置50供给的。
逆变器电流逐渐变大时的图7的电路的动作与针对实施方式1而参照图6(a)以及(b)所说明的动作相同。但是，比较器622、632的输出的逻辑值与图6(a)以及(b)相反。
实施方式3.
上述在实施方式2中，合成电路66包括二极管或电路671，但作为代替，也可以使用通过组合晶体管、例如mos晶体管而构成的或电路(orcircuit)681。图8示出该情况下的结构例。
变形例.
在实施方式1～3中，构成为在使第2判定电路63中的使用了阈值vty的比较为无效时，vp＝(vd－von)出现于第2判定电路63的阈值生成电路631的分压节点。但是这一点不是必须的。总之，构成为比从第1判定电路62的阈值生成电路621输出的阈值vtδ高的电位vp出现于第2判定电路63的阈值生成电路的分压节点，作为基准值vref2而供给到比较器632即可。
例如，也可以代替图5的第2判定电路63的阈值生成电路631，而使用图9所示的阈值生成电路631b，将无效化电路65如图9所示那样连接于该阈值生成电路631b。
图9所示的阈值生成电路631b与图5所示的阈值生成电路631相同，但代替电阻r633而使用电阻r633a与r633b的串联连接，因而，分压电路包括相互串联连接的电阻r633a、r633b、r634，数字晶体管q651被设置成使电阻r633a(连接于分压节点与控制电源之间的电阻)短路。
例如，将电阻r633a、r633b的电阻值r633a、r633b以相对于实施方式1的电阻r633的电阻值r633满足
r633a+r633b＝r633(4)
这样的关系的方式来决定。
在该情况下，数字晶体管q651为关断时的动作(星形接线时的动作)与针对图5的电路而参照图6(a)所说明的动作相同。
在数字晶体管q651为接通时(三角形接线时)，如图10所示，按照
vp＝(vd－von)×r634/(r633b+r634)(5)
施加的电位vp出现于阈值生成电路631b的分压节点，作为基准值vref2而供给到比较器632。
vp比vtδ大，所以在三角形接线时，在用比较器632进行sc超过了vp这样的判定之前，用比较器622进行sc超过了vtδ这样的判定。因而，在sc超过vtδ的时间点，过电流检测信号se成为高。这样，过电流检测信号se成为高的时间点与针对图5的电路而参照图6(b)所说明的时间点相同，都是sc超过vtδ的时间点。
在设计时，考虑元件的常数的偏差，最好以使vp比vtδ足够大的方式决定元件的常数。即，最好以使按照式(5)施加的vp比对vtδ加上富余量而得到的值大的方式，决定电阻r633b、r634的电阻值。
实施方式4.
如上那样，在实施方式1、2、3中，在三角形接线时，使第2判定电路63中的、电流值信号sc与星形接线用阈值vty的比较无效化。作为代替，也可以在星形接线时，使第1判定电路62中的、电流值信号sc与三角形接线用阈值vtδ的比较无效化。在该情况下，例如，也可以在星形接线时，在第1判定电路62中，使基准值变得极低，从而始终能够得到“电流值信号sc超过基准值”这样的判定结果，用合成电路66对第1判定电路62的判定结果和第2判定电路63的判定结果进行与(and)合成。
在该情况下，也能够得到与上述同样的效果。
图11以及图12示出这样的结构的例子。
图11是示出实施方式4的过电流保护电路60b的概略结构的框图，图12是过电流保护电路60b的布线图。
图11所示的过电流保护电路60b与在实施方式1～3中使用的过电流保护电路60大致相同，但代替无效化电路65，而具备无效化电路65b。
无效化电路65b被设置成不是使第2判定电路63中的比较无效化，而使第1判定电路62中的比较无效化，这一点与实施方式1～3不同。
另外，实施方式1～3的无效化电路65包括pnp型的数字晶体管q651，相对于此，本实施方式的无效化电路65b包括npn型的数字晶体管q653。
在第2判定电路63中，控制电压vd被包括电阻r633以及r634的分压电路分压，与其分压比相应的电压vty出现于分压节点。
电压vty按照
vty＝vd×r634/(r633+r634)(6)
来施加。
电压vty为星形接线用的阈值(第2阈值)，作为第2基准值vref2而供给到比较器632的反转输入端子(－端子)。
无效化电路65b的数字晶体管q653的集电极以及发射极分别连接于电阻r624的第1端部以及第2端部。
实施方式1～3的反转接线选择信号ss从控制装置50供给到数字晶体管q653的基极。数字晶体管q653在该信号ss为低时(三角形接线时)处于关断状态，在该信号ss为高时(星形接线时)成为接通状态。
在数字晶体管q653为关断时(三角形接线时)，控制电压vd被包括电阻r623以及r624的分压电路分压，与其分压比相应的电压vtδ出现于分压节点。
电压vtδ按照
vtδ＝vd×r624/(r623+r624)(7)
来施加。
电压vtδ为三角形接线用的阈值(第1阈值)，在三角形接线时，作为第1基准值vref1而供给到比较器622的反转输入端子(－端子)。
以在上述vtδ与vty之间满足上述式(3)的关系的方式，或者以使vδt成为比vty的√3倍小的值的方式(但是，比vty大的值)，决定电阻r623、r624、r633、r634的电阻值。
在数字晶体管q653为接通时(星形接线时)，电阻r624被数字晶体管q653短路，所以与地的电位0v接近的电位、即比地的电位0v高出数字晶体管q653的接通时的集电极与发射极间的电压下降von的电位vq(＝von)出现于分压电路的分压节点。
该电位vq(＝von)代替阈值vtδ，作为第1基准值vref1而供给到比较器622的反转输入端子(－端子)。
来自电流值检测电路61的电流值信号sc被供给到比较器622以及632的非反转输入端子(+端子)。
比较器622将电流值信号sc与第1基准值vref1进行比较，如果电流值信号sc比第1基准值vref1高，则其输出成为高，如果不是这样，则其输出成为低。
在数字晶体管q653为关断时(三角形接线时)，第1阈值vtδ被用作第1基准值vref1，在数字晶体管q653为接通时(星形接线时)，vq＝von被用作第1基准值vref1。
比较器632将电流值信号sc与第2基准值vref2进行比较，如果电流值信号sc比第2基准值vref2高，则其输出成为高，如果不是这样，则其输出成为低。
数字晶体管q653未连接于阈值生成电路631，所以在比较器632中，在三角形接线时和星形接线时，vty都被用作第2基准值vref2。
合成电路66包括与电路683。
在与电路683中，如果比较器622以及632的输出端子这双方为高，则其输出成为高，如果比较器622以及632的输出端子中的至少一方为低，则其输出成为低。
与电路683的输出se为合成电路66的输出，因而为过电流保护电路60b的输出。
过电流保护电路60b的输出被供给到ipm12的过电流切断端口cin以及微型计算机52的逆变器输出异常切断端口poe。
以下，参照图13(a)以及(b)，说明判定电路62、63、以及合成电路66的动作。
供给到数字晶体管q653的基极的反转接线选择信号ss如上所述是从控制装置50的接线切换控制部521供给的。
在星形接线时，该信号ss如图13(a)所示成为高，在三角形接线时，该信号ss如图13(b)所示成为低。
因此，在星形接线时，数字晶体管q653如图13(a)所示成为接通，在三角形接线时，数字晶体管q653如图13(b)所示成为关断。
因而，在三角形接线时，vtδ作为第1基准值vref1而供给到比较器622的－端子(图13(b))，在星形接线时，vq(＝von)作为第1基准值vref1而供给到比较器622的－端子(图13(a))。
在星形接线时和在三角形接线时，vty都作为第2基准值vref2而供给到比较器632的－端子。
在三角形接线时，如上所述，vtδ作为第1基准值vref1而供给到比较器622的－端子(图13(b))。另外，如上所述，具有vty<vtδ的关系。
因此，当逆变器30的输入电流逐渐变大，与之相伴，电流值信号sc逐渐变大时，用比较器632进行电流值信号sc变得比基准值vref2大这样的判定，其输出成为高，之后，用比较器622进行电流值信号sc变得比基准值vref1大这样的判定，其输出成为高。
于是，在该时间点，与电路683的输出(过电流检测信号)se成为高。
这样，在三角形接线时，在电流值信号sc超过被决定为用于三角形接线的阈值vtδ的时间点，过电流检测信号se成为高。
在星形接线时，如上所述，vq(＝von)作为第1基准值vref1而供给到比较器622的－端子(图13(a))。
电流值信号sc构成为不会成为vq(＝von)以下，将比较器622的输出维持为高。
当逆变器30的输入电流逐渐变大，与之相伴，电流值信号sc逐渐变大时，用比较器632进行电流值信号sc变得比基准值vref2大这样的判定，其输出成为高。
于是，在该时间点，与电路683的输出se成为高。
这样，在星形接线时，在电流值信号sc超过被决定为用于星形接线的阈值vty的时间点，过电流检测信号se成为高。
如上那样，在星形接线时，第1判定电路62中的使用了与三角形接线对应的阈值vtδ的比较被无效化，由此，在星形接线时和三角形接线时都能够根据与在各自的情况下适当的阈值(与各个接线状态对应的阈值)的比较的结果来进行过电流探测。
变形例.
在实施方式4中，构成为在使第1判定电路62中的使用了阈值vtδ的判定成为无效时，vq(＝von)出现于第1判定电路62的阈值生成电路621的分压节点。但是这一点不是必须的。总之，构成为比从第2判定电路63的阈值生成电路631输出的阈值vty低的电位vq出现于第1判定电路62的阈值生成电路的分压节点即可。
例如，也可以代替第1判定电路62的阈值生成电路621，而使用图14所示的阈值生成电路621c，将无效化电路65b如图14所示那样连接于该阈值生成电路621c。
图14所示的阈值生成电路621c与图12所示的阈值生成电路621相同，但代替电阻r624而使用电阻r624a与r624b的串联连接，因而，分压电路包括相互串联连接的电阻r623、r624a、r624b，数字晶体管q653被设置成使电阻r624b(连接于分压节点与地之间的电阻)短路。
例如，将电阻r624a、r624b的电阻值r624a、r624b以相对于实施方式4的电阻r624的电阻值r624满足
r624a+r624b＝r624(8)
这样的关系的方式来决定。
在该情况下，数字晶体管q653为关断时的动作(三角形接线时的动作)与针对图12的电路而参照图13(b)所说明的动作相同。
在数字晶体管q653为接通时(星形接线时)，如图15所示，按照
vq＝{(vd－von)×r624a/(r623+r624a)}+von(9)
来施加的电位vq出现于阈值生成电路621c的分压节点，作为基准值vref1而供给到比较器622。
vq比vty小，所以在星形接线时，在用比较器622进行了sc超过了vq这样的判定之后，用比较器632进行sc超过了vty这样的判定。因而，在sc超过vty的时间点，过电流检测信号se成为高。这样，过电流检测信号se成为高的时间点与针对图12的电路而参照图13(a)所说明的时间点相同，都是sc超过vty的时间点。
在设计时，考虑元件的常数的偏差，最好以使vq比vty足够小的方式决定元件的常数。即，最好以使按照式(9)施加的vq比从vty减去富余量而得到的值小的方式，决定电阻r623、r624a的电阻值。
实施方式5.
在实施方式1～4中，作为接线切换单元40，使用切换开关。作为代替，也可以利用常闭开关与常开开关的组合来构成接线切换单元。图16示出该情况下的接线切换单元的结构例。
在图16的结构中，代替切换开关41u而使用常闭开关46u与常开开关47u的组合，代替切换开关41v而使用常闭开关46v与常开开关47v的组合，代替切换开关41w而使用常闭开关46w与常开开关47w的组合。
如图示那样，在常闭开关46u、46v、46w闭合(接通)，常开开关47u、47v、47w断开(关断)的状态下，电动机进行星形接线，与图示相反地，在常闭开关46u、46v、46w断开，常开开关47u、47v、47w闭合的状态下，电动机进行三角形接线。
作为由接线切换单元40使用的开关，优选接通时的导通损耗小的开关，优选继电器、接触器等机械开关。
然而，在如图16所示使用常闭开关与常开开关的组合的情况下，也可以使用sic或gan这样的wbg半导体。它们的接通电阻小，损耗低且元件放热也少。它们还能够高速地进行切换动作。因而，为了在电动机的驱动过程中切换接线状态，优选由半导体构成。
另外，在电动机用于空气调节机的压缩机的驱动且如图16所示使用常闭开关与常开开关的组合的情况下，作为在选择了在压缩机的负荷小时使用的接线状态(例如星形接线状态)时成为接通的开关，最好使用常开型的半导体开关。这是因为通过这样做，能够降低轻负荷时的损耗，在应用于用于运转时间中轻负荷下的运转所占的比例高的空气调节机的压缩机的驱动的电动机的情况下，总效率变高。
实施方式6.
在实施方式1～5中，将本发明应用于能够将定子绕组切换为星形接线或者三角形接线的电动机。
本发明还能够应用于以其它方法进行接线的切换的情况。
例如还能够应用于作为各相的绕组而使用由两个以上的绕组部分构成的绕组，能够切换为并联接线以及串联接线中的任意接线的电动机。
在该情况下，能够将构成各相的绕组的两个以上的绕组部分各自的两个端部连接于电动机的外部，利用接线切换单元来切换接线状态。
图17示出在星形接线的电动机中由两个绕组部分构成各相的绕组，能够将该绕组部分各自的两个端部连接于电动机的外部，利用接线切换单元来切换接线状态的结构。
具体而言，u相的绕组4u包括两个绕组部分4ue、4uf，v相的绕组4v包括两个绕组部分4ve、4vf，w相的绕组4w包括两个绕组部分4we、4wf。
绕组部分4ue、4ve、4we的第1端部经由外部端子4uc、4vc、4wc连接于逆变器30的输出线30u、30v、30w。
绕组部分4ue、4ve、4we的第2端部经由外部端子4ug、4vg、4wg连接于切换开关48u、48v、48w的共同接点。
绕组部分4uf、4vf、4wf的第1端部经由外部端子4uh、4vh、4wh连接于切换开关49u、49、49w的共同接点。
绕组部分4uf、4vf、4wf的第2端部经由外部端子4ud、4vd、4wd连接于中性点节点42。
切换开关48u、48、48w的常闭接点连接于切换开关49u、49、49w的常闭接点。
切换开关48u、48、48w的常开接点连接于中性点节点42。
切换开关49u、49、49w的常开接点连接于逆变器30的输出线30u、30v、30w
接线切换单元40包括切换开关48u、48v、48w、49u、49v、49w。
在这样的情况下，也能够使用与实施方式1～5所示的过电流保护电路同样的过电流保护电路。但是，在决定判定电路62、63的阈值时，需要考虑以下的点。
在为图17所示的结构的情况下，在切换开关48u、48v、48w、49u、49v、49w如图示那样切换到常闭接点侧的状态下，电动机成为串联接线状态，在切换开关48u、48v、48w、49u、49v、49w切换到与图示相反的常开接点侧的状态下，电动机成为并联接线状态。在电动机的绕组中流过的电流与逆变器电流之比在串联接线状态与并联接线状态之间不同。即，在串联接线状态下，在电动机的绕组中流过的电流与逆变器30的输出电流相等，但在并联接线状态下，逆变器30的输出电流为在电动机的绕组中流过的电流的两倍。
因而，在以防止退磁为目的而以使逆变器电流的检测值不超过一定的阈值的方式控制逆变器的情况下，需要使并联接线时的阈值成为串联接线时的阈值的两倍。即，在设置与各个接线状态对应的判定电路的情况下，将在与并联结态对应的判定电路中使用的阈值决定为在与串联接线对应的判定电路中使用的阈值的两倍。
此外，在实施方式6中，也如在实施方式5中所叙述那样，能够代替切换开关，而使用常闭开关与常开开关的组合。
以上，说明了在星形接线的电动机中进行串联接线状态与并联接线状态的切换的情况，但在三角形接线的电动机中，在进行串联接线状态与并联接线状态的切换的情况下，也能够与上述同样地应用本发明。
变形例.
在以上的实施方式1～6中，检测逆变器30的输入电流。
作为代替，也可以检测逆变器30的输出电流。在该情况下，也可以仅对一个相设置电流检测元件、例如变流器，还根据该一个相的电流来进行过电流的检测。作为代替，也可以对3个相分别设置电流检测元件、例如变流器，使用关于3个相的电流的平均来进行过电流的检测，也可以使用3个相的电流在各瞬时的最大值来进行过电流的检测。进而另外，也可以对两个相分别设置电流检测元件、例如变流器，使用关于两个相的电流的平均来进行过电流的检测，也可以使用两个相的电流在各瞬时的最大值来进行过电流的检测。
在上述实施方式1～6中，电动机能够采取两个接线状态中的任意接线状态，设置有分别使用与两个接线状态分别对应的两个阈值来进行判定的两个判定电路，根据需要使使用了与接线状态对应的阈值以外的阈值的比较无效化。
本发明还能够应用于电动机能够采取的接线状态为3个以上的情况。即，一般而言，本发明能够应用于电动机能够选择多个(n个)接线状态中的任意接线状态的情况。
在该情况下，作为过电流保护电路，使用具有如下电路的过电流保护电路即可：
多个判定电路，与多个上述接线状态分别对应地设置；
合成电路，合成上述多个判定电路中的比较的结果；以及
无效化电路，使上述多个判定电路中的比较中的一部分无效化。
在该情况下，例如，作为上述过电流保护电路，使用如下的过电流保护电路：检测上述逆变器的输入电流或者输出电流，在检测到的电流变得过大时，使上述逆变器停止。
另外，作为上述多个判定电路，使用如下的多个判定电路：与多个上述接线状态分别对应地设置，将与多个上述接线状态分别对应的阈值用作基准值，进行与检测到的上述电流的比较。
另外，作为上述无效化电路，使用如下的无效化电路：根据需要使上述多个判定电路中的比较中的、使用了除了与选择出的接线状态对应的阈值以外的阈值的比较无效化，通过该无效化使上述合成电路的输出与上述多个判定电路中的、与选择出的上述接线状态对应的输出一致。
而且，在实施方式1～3(图1～图10)的结构中，在将接线状态的数量从2一般化为多个(n个)的情况下，
作为上述合成电路，使用具有取上述多个判定电路的输出的逻辑和的或电路的合成电路，
作为上述无效化电路，使用使得进行如下的比较的无效化电路即可，在该比较中，作为上述基准值，使用比与选择出的上述接线状态对应的阈值大的值，来代替比与选择出的上述接线状态对应的阈值小的阈值。
在该情况下，例如，上述多个判定电路分别具有：
阈值生成电路，具备将控制电源的电压分压的分压电路，将通过该分压而出现于上述分压电路的分压节点的电压作为上述阈值而输出；以及
比较器，将从上述阈值生成电路输出的上述阈值作为基准值，判定上述检测到的电流是否比该基准值大，
上述分压电路具有在上述控制电源与地之间串联连接的多个电阻，
上述无效化电路使串联连接的上述多个电阻中的一个电阻短路，使得从上述分压节点输出比与选择出的上述接线状态对应的阈值大的值，来代替上述阈值即可。
上述被短路的电阻例如是连接于上述分压节点与上述控制电源之间的电阻。
另外，在实施方式4(图11～图15)的结构中，在将接线状态的数量从2一般化为多个(n个)的情况下，
作为上述合成电路，使用具有取上述多个判定电路的输出的逻辑积的与电路的合成电路，
作为上述无效化电路，使用使得进行如下的比较的无效化电路即可，在该比较中，作为上述基准值，使用比与选择出的上述接线状态对应的阈值小的值，来代替比与选择出的上述接线状态对应的阈值大的阈值。
在该情况下，例如，上述多个判定电路分别具有：
阈值生成电路，具备将控制电源的电压分压的分压电路，将通过该分压而出现于上述分压电路的分压节点的电压作为上述阈值而输出；以及
比较器，将从上述阈值生成电路输出的上述阈值作为基准值，判定检测到的上述电流是否比该基准值大，
上述分压电路在上述控制电源与地之间具有串联连接的多个电阻，
上述无效化电路使串联连接的上述多个电阻中的一个电阻短路，使得上述分压节点输出比与选择出的上述接线状态对应的阈值小的值，来代替上述阈值即可。
上述被短路的电阻例如是连接于上述分压节点与上述地之间的电阻。
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