一种电容网络型准Z源变换器的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种电容网络型准Z源变换器。

背景技术：

Z源变换器是电力电子领域中DC-DC变换器的一个重要研究对象，它不仅可以进行升降压变换，而且电路结构简单。但传统的Z源变换器在实际应用过程中存在增益不够高、输出功率小、器件应力较大等缺点，其应用具有一定的局限性。

技术实现要素：

为了克服上述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种电容网络型准Z源变换器，具有更高的增益。

为了达到上述目的，本发明采取的技术方案为：

一种电容网络型准Z源变换器，包括电压源V_S，电压源V_S的正极与第一二极管D₁的阳极连接，第一二极管D₁的阴极分别与第一电感L₁的一端、第一电容C₁的正极连接；电压源V_S的负极分别与第二电感L₂的一端、第二电容C₂的负极连接；第一电感L₁的另一端分别与第二电容C₂的正极、全控型器件IGBT的集电极、第二二极管D₂的阳极、第三电容C₃的正极连接；第二电感L₂的另一端分别与第一电容C₁的负极、全控型器件IGBT的发射极、第三二极管D₃的阴极、第四电容C₄的负极连接；第二二极管D₂的阴极分别与第四电容C₄的正极、第三电感L₃的一端连接；第三二极管D₃的阳极分别与第三电容C₃的负极、第五电容C₅的负极、输出负载R_L的负极连接；第三电感L₃的另一端分别与第五电容C₅的正极、输出负载R_L的正极连接；第一二极管D₁、第一电感L₁、第二电感L₂、第一电容C₁、第二电容C₂和全控型器件IGBT构成Z源阻抗网络；第二二极管D₂、第三二极管D₃、第三电容C₃、第四电容C₄构成电容二极管网络；

第一电感L₁与第二电感L₂的电感量相等，第一电容C₁与第二电容C₂的电容值相等，第三电容C₃与第四电容C₄的电容值相等。

所述的第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄均为用于储能的电解电容。

所述的第五电容C₅为用于滤波的电解电容。

本发明的有益效果为：

本发明在Z源阻抗网络基础上增加了电容二极管网络，改变其电路结构，便可得到很明显的增益效果。本发明电路适用无刷直流电动机控制系统和其他一些要求输入功率较大、增益较高的场合。

附图说明

图1为本发明的电路图。

图2为图1中所示电路在IGBT关断时的等效电路图，图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

图3为图1中所示电路在IGBT开通时的等效电路图，图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

图4为本发明的工作波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

参照图1，一种电容网络型准Z源变换器，包括电压源V_S，电压源V_S的正极与第一二极管D₁的阳极连接，第一二极管D₁的阴极分别与第一电感L₁的一端、第一电容C₁的正极连接；电压源V_S的负极分别与第二电感L₂的一端、第二电容C₂的负极连接；第一电感L₁的另一端分别与第二电容C₂的正极、全控型器件IGBT的集电极、第二二极管D₂的阳极、第三电容C₃的正极连接；第二电感L₂的另一端分别与第一电容C₁的负极、全控型器件IGBT的发射极、第三二极管D₃的阴极、第四电容C₄的负极连接；第二二极管D₂的阴极分别与第四电容C₄的正极、第三电感L₃的一端连接；第三二极管D₃的阳极分别与第三电容C₃的负极、第五电容C₅的负极、输出负载R_L的负极连接；第三电感L₃的另一端分别与第五电容C₅的正极、输出负载R_L的正极连接；第一二极管D₁、第一电感L₁、第二电感L₂、第一电容C₁、第二电容C₂和全控型器件IGBT构成Z源阻抗网络；第二二极管D₂、第三二极管D₃、第三电容C₃、第四电容C₄构成电容二极管网络；

第一电感L₁与第二电感L₂的电感量相等，第一电容C₁与第二电容C₂的电容值相等，第三电容C₃与第四电容C₄的电容值相等。

所述的第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄均为用于储能的电解电容。

所述的第五电容C₅为用于滤波的电解电容。

本发明的工作原理为：

阶段1，如图2所示：全控型器件IGBT关断时，第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃正向导通，第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃协助第一二极管D₁的输入电压源V_S对输出负载R_L供电，第三电感L₃的电流增大。

阶段2，如图3所示：全控型器件IGBT开通时，第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃反偏截止，电压源V_S的电压无法送至输出负载R_L，此时输出负载R_L的电源由第三电容C₃、第四电容C₄提供，第三电感L₃的电流减小。

假设全控型器件IGBT的导通时间为T_on，关断时间为T_off，开关周期为T，占空比D＝T_on/T。全控型器件IGBT在一个开关周期T内的导通时间也可表示为DT，关断时间也可表示为(1－D)T。由于本发明电路的结构具有对称性，即第一电感L₁与第二电感L₂的电感量相等，第一电容C₁与第二电容C₂的电容值相等，第三电容C₃与第四电容C₄的电容值相等。因此，v_L1＝v_L2＝v_L，v_C1＝v_C2＝v_C，v_C3＝v_C4＝v_CC，v_L1、v_L2、v_C1、v_C2、v_C3、v_C4分别是第一电感L₁、第二电感L₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄的电压，从而设定v_L、v_C为Z源阻抗网络的电感电压和电容电压，v_CC为电容二极管网络的电容电压；设定v_L3是第三电感L₃的电压，v_m是全控型器件IGBT两端的电压，v_o是输出负载R_L两端的电压。

当准Z源变换器进入稳态工作后，推导准变换器的输出输入增益比，可分为以下三步进行推导：

第一步：先推导Z源阻抗网络增益比，即Z源阻抗网络中全控型器件IGBT两端的平均电压V_m与电压源V_S之间的关系：

全控型器件IGBT断开期间，第一二极管D₁导通，电压源V_S与第一电感L₁、第二电容C₂串联，电压源V_S与第一电容C₁、第二电感L₂串联，因此有公式：

v_L＝V_S－v_C (1)

同时，全控型器件IGBT两端的电压v_m等于Z源阻抗网络的电容电压v_C为与电感电压v_L之差，因此有公式：

v_m＝v_C－v_L (2)

把(1)式带入(2)式，可得：

v_m＝2v_C－V_S (3)

全控型器件IGBT导通期间，第一二极管D₁关断，第一电感L₁与第一电容C₁串联，第二电容C₂与第二电感L₂串联，因此有公式：

v_L＝v_C (4)

同时，全控型器件IGBT两端的电压v_m为0，即：

v_m＝0 (5)

由伏秒平衡原理可知，电感在一个开关周期的平均电压为0，联立式(1)、式(4)，可得：

因此，可得到Z源阻抗网络的电容电压V_C与电压源V_S之间的关系表达式为：

联立式(3)、式(5)推导一个开关周期T内全控型器件IGBT两端的平均电压V_m：

把(8)式带入(9)式，可得到Z源阻抗网络中全控型器件IGBT两端的平均电压V_m与电压源V_S之间的关系表达式为：

第二步：再推导电容二极管网络增益比，即输出平均电压V_o与全控型器件IGBT两端的平均电压V_m之间的关系：

全控型器件IGBT断开期间，第三电感L₃与输出负载R_L串联，因此有公式：

v_L3＝v_m－v_o (11)

同时，全控型器件IGBT两端的电压v_m等于电容二极管网络的电容电压v_CC，因此有公式：

v_m＝v_CC (12)

把(12)式带入(11)式，可得：

v_L3＝v_CC－v_o (13)

全控型器件IGBT导通期间，第三电容C₃、第四电容C₄、第三电感L₃、输出负载R_L串联，因此有公式：

v_L3＝2v_CC－v_o (14)

此时，全控型器件IGBT两端的电压v_m为0，即：

v_m＝0 (15)

联立式(12)、式(15)推导一个开关周期T内全控型器件IGBT两端的平均电压V_m：

因此，可得到电容二极管网络的电容电压V_CC与I全控型器件IGBT两端的平均电压V_m之间的关系：

由伏秒平衡原理可知，第三电感L₃在一个开关周期的平均电压为0，联立式(13)、式(14)，可得：

由式(17)、式(18)可得输出平均电压V_o与全控型器件IGBT两端的平均电压V_m之间的关系：

第三步：最后推导准变换器的输出输入增益比，将式(10)代入式(19)可得到输出负载R_L两端的电压V_O与输入电压源V_S之间的关系：

因此，由式(20)可以看出，本发明一种电容网络型准Z源变换器，当占空比小于0.5时，变换器起升压作用；当占空比大于0.5时，变换器起降压作用。

参照图4，在正常占空比范围内，即当占空比大于0.3小于0.5时，相对传统Z源变换器，该发明一种电容网络型准Z源变换器的增益比更大，升压效果明显。由此可见，本发明可获得比传统Z源变换器更高的增益。