带有开关‑耦合电感的升降压DC‑DC变换器的制作方法

本发明属于DC-DC变换设备技术领域，涉及一种带有开关-耦合电感的升降压DC-DC变换器。

背景技术：

目前，DC-DC变换器由于结构简单、成本较低而被广泛应用于远程及数据通讯、办公自动化、工业仪器仪表、军事、医疗设备等领域，但传统DC-DC升压变换器（如Sepic电路）受限于其拓扑结构，输出电压在输入电压不变的基础上只能通过改变开关管的导通占空比来发生变化，当输入输出电压相差等级较大时，开关管导通占空比就会无线趋近于1从而出现极限占空比的情况，使其在宽范围升降压的实际应用场合中开关管电压应力过高，加大了电路损耗并产生严重的电磁干扰，其工作效率明显下降，也大大降低了电路工作的可靠性。上述问题均对变换器的工作质量产生了较大的影响，且限制其应用范围。

技术实现要素：

本发明为了解决上述问题，提出了一种带有开关-耦合电感的升降压DC-DC变换器，应用于DC-DC升降压变换场合，能够克服传统升降压变换器工作效率低、升降压能力不足的缺点。

为了实现上述目的，本发明采用如下方案：

一种带有开关-耦合的升降压DC-DC变换器，包括直流电源、开关电感模块、耦合电感模块和切换模块，切换模块通过导通或截止的切换，控制直流电源向所述开关电感模块和耦合电感模块提供或停止提供能量；所述开关电感模块和耦合电感模块均具有相互耦合的绕组，通过改变所述耦合绕组的匝数比，实现输出电压对所述直流电源电压的升降压变换。

进一步的，所述开关电感模块包括：与所述直流电源正极连接的第一二极管和第二绕组，第一二极管的负极分别与第二二极管的负极、第一绕组的一端相连；第二绕组的另一端分别与第二二极管的正极、第三二极管的正极相连。其有益效果是实现了电感器串联与并联连接之间的转换，在有效避免电路工作在极限占空比的情况下提高输出电压增益。

进一步的，所述切换模块包括一功率开关管，功率开关管的漏极分别与第一绕组的另一端、第三二极管的负极相连，直流电源的负极与功率开关管的源极相连。

进一步的，所述耦合电感模块包括开关电感模块、第四二级管和第三绕组；第四二极管的正极分别连接有一储能电感和第一电容，第一电容的正极与所述第一绕组的另一端、第三二极管的负极相连，第一电容的负极与所述储能电感的一端相连，储能电感的另一端与直流电源的负极相连；第三绕组的一端与第四二级管的负极相连；第一绕组、第二绕组和第三绕组相互耦合，且匝数比为1：1：n。其有益效果是通过耦合电感的变压器磁效应进行耦合绕组升压，既避免了变换器出现极限占空比情况，还可以减小开关管导通和开关损耗；功率开关管，用于改变变换器的工作状态；

进一步的，还包括一第二电容，第二电容的正极与负极分别和第三绕组的另一端、直流电源的负极相连；且第二电容的两端连接负载。第二电容用于滤波，在该变换器中，当功率开关管打开时，储能电感充电，输出电流由第二电容提供，因此采用第二电容可以抑制纹波电流，选定的第二电容能够提供最大的有效电流。

进一步的，所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管为快恢复二极管。快恢复二极管是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，快恢复二极管的内部结构与普通PN结二极管不同，它属于PIN结型二极管，即在P型硅材料与N型硅材料中间增加了基区I，构成PIN硅片。因基区很薄，反向恢复电荷很小，所以快恢复二极管应用在本发明中可以实现反向恢复时间短，正向压降低，反向耐压值高的效果。

进一步的，所述切换模块的导通或截止采用单极性PWM控制方式。PWM控制方式有单极性模式和双极性模式，与单极性模式相比，双极性PWM模式控制电路和主电路比较简单，但是单极性PWM模式要比双极性PWM模式输出电压中、高次谐波分量小得多，本发明采用单极性的PWM控制方法实现切换模块的导通或截止，能够提高切换模块的工作效率，减小开关损耗。

当功率开关管开始导通时，第一二极管和第三二极管均导通；第二二极管截止，第二电容为负载供电。当功率开关管持续导通时，第一二极管和第三二极管均导通；第二二极管和第四二极管均截止；直流电源为第一绕组和第二绕组供电，第一电容为所述储能电感供电, 第二电容为负载供电。当功率开关管关断时，第一二极管和第三二极管均截止；第二二极管和第四二极管均导通，第一绕组和第二绕组通过正向导通的第二二极管释放能量，第一电容储存能量，第三绕组和储能电感释放能量，直流电源与第一绕组、第二绕组、第三绕组以及第一电容共同为负载和第二电容提供能量。

本发明的有益效果：

本发明与现有的DC-DC升降压变换器相比，通过由第一绕组、第二绕组、第一二极管、第二二极管和第三二极管组成的开关电感模块替代原有Sepic电路中的储能电感，并且增加了耦合第三绕组，第一绕组、第二绕组和第三绕组相互耦合，且匝数比为1：1：n，这样就对变换器形成开关管的导通占空比和耦合电感匝数比的双自由度调节，避免了极限占空比情况的出现，实现了在较小占空比的情况下宽范围电压输出的功能，降低了开关管电压应力，减小了电磁干扰，增加了电路工作的可靠性。其电路整体结构设计合理，电学原理可靠，使用安全，环境友好，操作简单，功率密度高，具有较大的应用潜力。.

本发明的拓扑结构引入了开关电感和耦合电感模块以后，增加了耦合绕组间的匝数比这一调节量，通过调节匝数比也可实现最大效率的宽范围电压值输出，由此实现了占空比和匝数比的双自由度调节，避免了极限占空比的出现。此外，本发明中的电感模块，与现有的升降压DC-DC变换器相比较，降低了相关器件的电流和电压应力，提高了变换器的转换效率。

附图说明

图1为本发明的主体电路结构与工作原理示意图。

图2为本发明的功率开关管开始导通的工作状态示意图。

图3为本发明的功率开关管持续导通的工作状态示意图。

图4为本发明的功率开关管关断的工作状态示意图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

实施例1：

本发明的电路原理示意图如图1所示，:一种带有开关-耦合电感的升降压DC-DC变换器由直流电源Vg、开关电感模块、耦合电感模块、功率开关管S、电感器L、电容器C1、C2和负载电阻RL组成。

其中，开关电感模块包括第一绕组L1、第二绕组L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3；耦合电感模块则由开关电感模块与第四二极管D4、第三绕组L3共同组成。并且，第一绕组L1、第二绕组L2和第三绕组L3的匝数比为1：1：n，且它们互相耦合。第一二极管D1的正极与直流电源Vg的正极和开关电感模块中的第二绕组L2的左端相连，第一二极管D1的负极与开关电感模块中的第一绕组L1左端和第二二极管D2负极相连，第二二极管D2的正极则与开关电感模块中的第二绕组L2的右端和第三二极管D3的正极相连，第三二极管D3的负极与第一绕组L1的右端、功率开关管S的漏极及第一电容器C1的正极相连，开关电感模块中的第二绕组L2的右端与直流电源Vg的正极相连，而直流电源Vg的负极则与功率开关管S的源极、储能电感的下端、第二电容器C2的负极相连，第一电容器C1的负极与储能电感的上端和第四二极管D4的正极相连，第四二极管D4的负极连接到耦合电感模块中第三绕组L3的左端，第三绕组L3的右端连接到第二电容器C2的正极，电感模块中第一绕组L1、第二绕组L2和第三绕组L3的左端互为同名端，负载电阻RL的两端分别与第二电容器C2的正负极相连，功率开关管S接受外部设备提供的开关信号。

第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管为快恢复二极管。快恢复二极管是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，快恢复二极管的内部结构与普通PN结二极管不同，它属于PIN结型二极管，即在P型硅材料与N型硅材料中间增加了基区I，构成PIN硅片。因基区很薄，反向恢复电荷很小，所以快恢复二极管应用在本发明中可以实现反向恢复时间短，正向压降低，反向耐压值高的效果。

该开关信号可以采用PWM控制方法生成，包括双极性PWM控制方法和单极性控制方法。与单极性模式相比，双极性PWM模式控制电路和主电路比较简单，但是单极性PWM模式要比双极性PWM模式输出电压中、高次谐波分量小得多，本发明采用单极性的PWM控制方法实现切换模块的导通或截止，能够提高切换模块的工作效率，减小开关损耗。

本发明的工作状态示意图如图2所示。在一个工作周期内，一共有三种工作状态，图2、和图3为开关管S导通时的工作状态示意图，图4为开关管S关断时的工作状态示意图。其中，图2表示开关管S刚开始导通时的工作状态，图3表示开关管S持续导通时的工作状态。

如图2所示，当开关管S刚开始导通时，由于漏感L3k的存在，第四二极管D4导通续流，励磁电流缓慢增加，第二电容C2充电，第一二极管D1和第三二极管D3正向导通，第二二极管D2反向截止。随着漏感能量的减少，第二电容C2电流反向为负载RL供电，流过第四二极管D4的电流缓慢减小。

开关管S持续导通时的工作状态示意图如图3所示，第四二极管D4反向截止，电源Vg为第一绕组L1和第二绕组L2供电，第一电容器C1给储能电感供电,第二电容器C2为负载RL供电。

图4所示为开关管S关断时的工作状态，在开关管S刚关断时，由于漏感L1k和漏感L2k的存在，开关管S的漏极和源极间会出现一个电压尖峰，第一二极管D1和第三二极管D3不会立即反向截止，第一电容器C1也不会马上停止为储能电感供电,而会随着漏感L1k和漏感L2k的减小，流经第一二极管D1和第三二极管D3上的电流会逐渐减小至零，第一电容器C1也会逐渐停止放电。此时，第一二极管D1和第三二极管D3反向截止，第二二极管D2和第四二极管D4正向导通，电源Vg、第一绕组L1、第二绕组L2和第三绕组L3以及储能电感一起为负载RL供电，第一电容器C1和第二电容器C2存储能量。

针对本发明，该拓扑结构在具体工作过程中具有两个工作模式：模式一即功率开关管S导通，开关电感模块中的第一绕组L1、第二绕组L2并联励磁并储存能量，该模式下的几条回路分别为直流电源Vg经二极管D1、D3分别给开关电感中第一绕组L1、第二绕组L2储存能量，其能量经磁耦合传递至耦合电感模块中的第三绕组L3，第一电容器C1向电感L0供能，第二电容器C2为负载RL供给能量，二极管D1、D3正向导通，D2、D4反向截止，满足VL1=VL2=Vg、VL3=nV1、VL0=VC1、Vo=VC2；

模式二则为功率开关管S关断的情况，即二极管D1、D3反向关断，第一绕组L1、第二绕组L2通过正向导通的D2串联释放能量，第一电容器C1储存能量，D4正向导通，L3与L0释放能量，其中直流电源Vg与第一绕组L1、第二绕组L2、第一电容器C1以及第三绕组L3一起为负载RL提供能量，并为第二电容器C2充电，满足VC2=Vg+VL1+VL2+ VC1+VL3；另一个回路为有电感L0与第三绕组L3一起给第二电容器C2和负载RL供电，满足VC0=VL0+VL3。利用开关电感中第一绕组L1、第二绕组L2的电感伏秒平衡法则，得到输出电压的表达式为：

Vo = D (n+D+1)Vg/(1-D)=BVg，

其中，B为该变换器的电压增益。

实施例2：

当输出电压要求转换为为输入电压的10倍时，若按照现有基础拓扑的输出电压表达式：Vo = DVg/(1-D)，

要达到输出电压的要求，其占空比值为0.91，此时开关管已处于极限状态，影响工作效率，并对相关器件会产生较大的损害；

当按照本发明提出的变换器增益表达式时：

Vo = D (n+D+1)Vg/(1-D)

当耦合绕组间的匝数比n=6时，其占空比D=0.57就可达到输出要求。因此，本发明较原有基础拓扑而言，即可实现宽范围电压的输出，同时避免极限占空比出现的情况，还有效提高了拓扑的工作效率，并减小对各器件的损耗。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。