一种高频不可逆电穿孔仪的制作方法

本发明属于医疗器械技术领域，具体涉及一种高频不可逆电穿孔仪。

背景技术：

不可逆性电穿孔是指通过施加高强度外部电场致使细胞膜发生永久性通透的过程，外部电场引起的跨膜电位导致细胞膜内形成无数个纳米级微孔，破坏了细胞内稳态，如果所施加的电场低于某一阈值，则此事件只是暂时性的，当外部电场撤除后，细胞膜恢复正常(可逆性电穿孔)，这种所谓的“可逆电穿孔”已经成为分子医学中一项重要的技术，用于帮助药物通过细胞膜，然而，如果所施加的电场超过某一阈值，将导致细胞膜结构和细胞内稳态永久性破坏，从而导致细胞死亡，后一种效果最近被用来作为一种新的微创消融技术。随着经济和社会的发展，健康严重威胁人们的生命，肿瘤愈发成为全球人类健康的主要威胁，2013年的《世界癌症报告》显示，全球肿瘤发病数和死亡人数呈逐年上升趋势，肿瘤发病数从2008年的1270万例上升到2012年的1410万例，死亡人数也从2008年的760万人上升至2012年的820万人。不可逆性电穿孔治疗肿瘤技术，作为一种新的肿瘤治疗方法，具有现有物理治疗方法无法比拟的优势，表现出良好的临床应用前景。然而，不可逆性电穿孔消融术也确实存在一些劣势。在消融肺部或左叶肝脏肿瘤时，由于这些部位都在心脏附近(<1.7 cm)，高强度电场会引起心律失常，包括临床前研究中的心室颤动，心电门控型不可逆性电穿孔消融采用心动周期同步施加电场，可以克服这个劣势。此外，不可逆性电穿孔消融术所用的高电压会出现肌肉强烈收缩的情况，目前治疗中一般通过注射肌肉松弛剂来减缓肌肉收缩，当所采用脉冲的重复频率为1Hz时，每注入1次脉冲，肌肉就收缩1次，目前临床上多采用单极性方波脉冲，如图1所示，传统上所用脉冲电场强度为1.5kV/cm，脉冲宽度为100μs，并获得了明显的治疗效果，图2为单极性方波脉冲的放大图。临床用电穿孔仪采用脉冲幅度为3kV的方波，生物组织阻抗随着治疗过程在不断地变化，治疗电极之间的阻抗可降到60Ω，因此，最大输出电流可达50A，脉冲功率将达到150kW。

不可逆性电穿孔消融技术是一种非加热性消融技术，与其他消融方法相比，不可逆性电穿孔具有一些理论上的优势，首先，消融时间很短，在1min内即可创建直径约为3cm的消融区域。其次，由于不可逆性电穿孔为非热消融，没有“热沉”效应，可以在血管周围产生完整的细胞死亡。再次，不可逆性电穿孔消融的是活细胞，它在理论上保留的细胞基质和细胞周围的结构，所以大血管和胆管在结构和功能上仍然保持完整。再次，利用不可逆性电穿孔消融肝脏边缘或顶部时，对附近结构的间接损伤的可能性很小。第三，引起细胞死亡的机制是凋亡，而非坏死。细胞凋亡的优点是通过免疫介入来清除凋亡细胞同时吞噬细胞将凋亡细胞作为正常细胞的死亡过程而将其清除从而促进正常组织的再生与修复。因此经不可逆性电穿孔治疗后治疗区域可以在短时间内被正常细胞替代从而恢复原有功能，最后，实时超声可用于治疗监测，并能够准确地描绘出治疗区域，而且该区域与免疫组织病理学上见到的细胞死亡区域相关甚好。这些特点恰恰拟补了热消融技术的不足。而高频电流对神经、肌肉等可兴奋组织的没有刺激，广泛用于医疗领域，如高频电刀、射频消融；达瓦洛斯（Davalos R V）则采用双极性的高频脉冲串对鼠的脑组织进行了不可逆性电穿孔实验，实验过程中未发现肌肉收缩现象，但是所需要的脉冲电压幅值更高，克里斯托弗（Christopher)等采用250kHz或500kHz的双相脉冲串对实验鼠的脑肿瘤进行消融，并未发现明显的肌肉收缩，通过高频信号对输出的微妙级脉冲进行调制产生双极性正脉冲、负脉冲，这种双极性高频短脉冲波形不仅能够在细胞膜上形成对称性电穿孔，而且还可以明显减少对神经的刺激作用，同时不会引起肌肉的收缩。

技术实现要素：

本发明的目的为解决现有技术的上述问题和不足，本发明提供了一种高频不可逆电穿孔仪，采用高频双相调制方波使活细胞产生不可逆性电击穿，增加不可逆性点穿孔的均匀性，以减少了电穿孔刺激神经而引起的肌肉收缩，为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下:

一种高频不可逆电穿孔仪，其特征在于，包括电源变换电路、储能电路、隔离式高频变换输出电路、信号控制器、电极和电源，所述电源的输出端与电源变换电路连接，该电源变换电路依次通过储能电路、隔离式高频变换输出电路与电极连接，所述信号控制器分别与储能电路、隔离式高频变换输出电路的控制输入端连接,通过信号控制器从而控制隔离式高频变换输出电路的脉冲输出信号使电极进行放电。

优选地，所述电源变换电路为一路，或为两路以上并行连接，所述隔离式高频变换输出电路为一路，或为两路以上并行连接，通过一路或两路以上的电源变换电路与一路或两路以上的储能电路进行连接，所述储能电路与一路或两路以上的隔离式高频变换输出电路进行连接。

优选地，所述电源变换电路包括脉宽调制电路、升压电路、滤波电路和整流电路，电源通过所述脉宽调制电路的信号输出端与升压电路的控制端连接，该升压电路的输出端依次通过所述滤波电路、整流电路与储能电路连接, 所述电源还与所述升压电路、滤波电路的输入端连接。

优选地, 所述脉宽调制电路包括PWM控制器、电阻R1、电阻R2、电阻R3、可调电阻R4、电阻R5、电容C1和电容C2，所述升压电路包括场效应Q1、场效应Q2和升压变压器T1，所述储能电路包括电容C3和电容C4，所述整流电路包括二极管D1和二极管D2，所述电阻R1的一端与PWM控制器的振荡放电输出端连接，所述电阻R2的一端与PWM控制器的振荡定时电阻输入端连接，电容C1的一端与PWM控制器的振荡定时电容输入端连接,所述电阻R1的另一端、电阻R2的另一端和电容C1的另一端都与地连接，所述电阻R3的一端、可调电阻R4的一端、可调电阻R4的中心抽头都与PWM控制器反相误差输入端连接，可调电阻R4的另一端与地连接，所述PWM控制器的第一互补输出端与场效应管Q1的栅极连接，PWM控制器的第二互补输出端与场效应管Q2的栅极连接，所述场效应管Q1的漏极与升压变压器T1原边抽头的一端连接，该场效应管Q1的源极分别与PWM控制器的外部关断信号输入端、电阻R5的一端、场效应管Q2的源极连接，所述电阻R5的另一端与地连接，所述场效应管Q2的漏极与升压变压器T1原边抽头的另一端连接，升压变压器T1的中心抽头分别与所述电源的输入端、滤波电路连接，所述升压变压器T1副边抽头的一端分别与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极连接，所述升压变压器T1副边抽头的另一端分别与电容C3的负极、电容C4的正极连接，所述电容C3的正极分别与电阻R3的另一端、二极管D1的阴极、隔离式高频变换输出电路的输入端连接，所述电容C4的负极与地连接，所述PWM控制器的电容输入端与信号控制器的输入/输出控制端口连接。

优选地,所述电源为0～36V的直流电压，频率为30～100kHz。

优选地,所述PWM控制器输出的频率为50kHz的方波脉冲信号，该PWM控制器采用的型号为SG3525芯片。

优选地, 所述电容C3、电容C4的容值不低于2200μF,耐压值不低于450V。

优选地,所述隔离式高频变换输出电路包括高速脉宽调制控制器、第一数字隔离驱动器、第二数字隔离驱动器、第一功率放大器、第二功率放大器、第三功率放大器、第四功率放大器和隔离变压器T2, 所述第一数字隔离驱动器的使能端、第二数字隔离驱动器的使能端分别与信号控制器的输入/输出控制端口连接，所述高速脉宽调制控制器的第一互补输出端与第一数字隔离驱动器的第一输入端、第二数字隔离驱动器的第二输入端端连接，所述高速脉宽调制控制器的第二互补输出端与第一数字隔离驱动器的第二输入端、第二数字隔离驱动器的第一输入端连接；

所述第一功率放大器的漏极、第三功率放大器的漏极与所述储能电路的输出端连接，第一功率放大器栅极与第一数字隔离驱动器的第一驱动输出端连接，第一功率放大器的源极与地连接,第二功率放大器的栅极与第一数字隔离驱动器的第二驱动输出端连接，第二功率放大器的源极与地连接，第三功率放大器的栅极与第二数字隔离驱动器的第一驱动输出端连接，所述第四功率放大器的栅极与第二数字隔离驱动器的第二驱动输出端连接, 所述第四功率放大器的源极与地连接，所述第一功率放大器的源极、第二功率放大器的漏极与隔离变压器T2原边的一抽头连接，所述第三功率放大器的源极、第四功率放大器的漏极与隔离变压器T2原边的另一抽头连接，所述隔离变压器T2副边的一抽头与电极的正极连接，所述隔离变压器T2副边的另一抽头与电极的负极连接。

优选地,所述第一数字隔离驱动器、第二数字隔离驱动器采用型号为Si82390芯片，所述高速脉宽调制控制器采用的型号为UC3825控制芯片，所述第一功率放大器、第二功率放大器、第三功率放大器、第四功率放大器采用碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管，该碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管的击穿电压为1200V。

优选地,所述碳化硅功率MOSFET管采用的型号为C2M0025D120功率管。

综上所述，本发明由于采用了上述技术方案，本发明具有以下有益效果：

(1)、本发明使活细胞产生不可逆性电击穿，增加不可逆性点穿孔的均匀性，减少了电穿孔刺激神经而引起的肌肉收缩，可用于实体肿瘤治疗的在体或离体治疗实验研究，

(2)、本发明采用高频双相调制方波使活细胞产生不可逆性电击穿，提高了电穿孔作用的均匀性，降低了消融脉冲对神经的刺激作用，减少了肌肉的收缩。降低了消融过程中产热的影响，提高了不可逆性电穿孔仪的电气安全性，降低了设备的体积，减少了设备的重量。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实例或现有技术中的技术方案，下面将对实施实例或现有技术描述中所需要的附图做简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明一种高频不可逆电穿孔仪的原理图。

图2是本发明的电源变换电路原理框图。

图3是本发明的电源变换电路的工作原理图。

图4是本发明的隔离式高频变换输出电路的工作原理图。

图5是本发明的信号控制器的控制脉冲波形图。

图6是本发明的高速脉宽调制控制器的输出脉冲波形图。

图7是本发明的双极性调制脉冲波形图。

图8是本发明的双极性调制脉冲波形的放大图。

具体实施方式

下面将结合本发明实例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，一种细胞电穿孔的脉冲发生器，其特征在于，包括电源变换电路1、储能电路2、隔离式高频变换输出电路3、信号控制器4、电极5和电源6，所述电源6的输出端与电源变换电路1连接，该电源变换电路1依次通过储能电路2、隔离式高频变换输出电路3与电极5连接，所述信号控制器4分别与储能电路2、隔离式高频变换输出电路3的控制输入端连接。通过信号控制器4从而控制隔离式高频变换输出电路3的脉冲输出信号使电极5进行放电，所述电源变换电路1为一路，或为两路以上并行连接，输出一路或多路控制信号，所述隔离式高频变换输出电路3为一路，或为两路以上并行连接，通过一路或两路以上的电源变换电路1与一路或两路以上的储能电路2进行连接，所述储能电路2与一路或两路以上的隔离式高频变换输出电路3进行连接，所述电源变换电路1输出一路或多路控制信号控制一路或多路隔离式高频变换输出电路3，从而实现对多路储能电路2进行控制，所述电源6为+24V的直流电压。本发明中，通过直流-直流变换后输出+24V对储能电路2进行充放电，以确保输出脉冲的幅度大小，储能电路2经隔离式高频变换输出电路3为电极5提供高能量脉冲，为了提高隔离式高频变换输出电路3输出的脉冲幅度、降低输出电路中的放电开关的耐压、提高放电速度，储能电路2采用多个电容进行并联或串联储能进行充放电的工作方式，根据输出波形参数的要求，隔离式高频变换输出电路3将储能电容中存储的能量经电极5释放给组织细胞，信号控制器4为脉冲输出电路3提供触发信号。

在本发明实施例中，如图2和图3所示，所述电源变换电路1包括脉宽调制电路100、升压电路101、滤波电路102和整流电路103，电源6通过所述脉宽调制电路100的信号输出端与升压电路101的控制端连接，该升压电路101的输出端依次通过所述滤波电路103、整流电路102与储能电路2连接, 所述电源6还与所述升压电路101、滤波电路102的输入端连接；所述脉宽调制电路100包括PWM控制器IC1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、可调电阻R4、电阻R5、电容C1和电容C2，所述升压电路101包括场效应Q1、场效应Q2和升压变压器T1，所述储能电路2包括电容C3和电容C4，所述整流电路102包括二极管D1和二极管D2，所述电阻R1的一端与PWM控制器IC1的振荡放电输出端DIS连接，所述电阻R2的一端与PWM控制器IC1的振荡定时电阻输入端RT连接，电容C1的一端与PWM控制器IC1的振荡定时电容输入端CT连接,所述电阻R1的另一端、电阻R2的另一端和电容C1的另一端都与地连接，所述电阻R3的一端、可调电阻R4的一端、可调电阻R4的中心抽头都与PWM控制器IC1反相误差输入端INV连接，可调电阻R4的另一端与地连接，所述PWM控制器IC1的第一互补输出端OUTA与场效应管Q1的栅极连接，PWM控制器IC1的第二互补输出端OUTB与场效应管Q2的栅极连接，所述场效应管Q1的漏极与升压变压器T1原边抽头的一端连接，该场效应管Q1的源极分别与PWM控制器IC1的外部关断信号输入端SD、电阻R5的一端、场效应管Q2的源极连接，所述电阻R5的另一端与地连接，所述场效应管Q2的漏极与升压变压器T1原边抽头的另一端连接，升压变压器T1的中心抽头分别与所述电源6的输入端、滤波电路103连接，所述升压变压器T1副边抽头的一端分别与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极连接，所述升压变压器T1副边抽头的另一端分别与电容C3的负极、电容C4的正极连接，所述电容C3的正极分别与电阻R3的另一端、二极管D1的阴极、隔离式高频变换输出电路3的输入端连接，所述电容C4的负极与地连接，所述PWM控制器IC1的电容输入端SS与信号控制器4的输入/输出控制端I/O口连接，所述PWM控制器IC1输出的频率为50kHz的方波脉冲信号，该PWM控制器IC1采用的型号为SG3525芯片，所述信号控制器4采用单片机控制芯片。

在本发明中，如图3所示，所示PWM控制器IC1的电容输入端SS端(第八脚)与信号微控制器4的输入/输出端I/O相连，此信号微控制器4的输入/输出端I/O输出高电平时，PWM控制器IC1被启动，启动整个电源变换电路1对电容充电，即为储能电容C3、电容C4充电，输出低电平时，停止对储能电容C3、电容C4充电。所述PWM控制器IC1及其辅助元件电阻R2、电阻R1和电容C1构成PWM控制电路，进行定时放电调整时，输出两路频率为50kHz的方波脉冲，该脉冲的宽度受到PWM控制器IC1内部误差放大器的输出端E/A OUT(第九引脚)上的电压的控制,场效应Q1、场效应Q2和升压变压器T1构成推挽式变换电路，将+24V直流电源换成50kHz的方波脉冲施加到升压变压器T1的原边，并在升压变压器T1副边产生幅度为400V、频率为50kHz的方波脉冲，因此，电容C3、电容C4的容值不低于2200μF,耐压值不低于450V。所述二极管D1、二极管D2和电容C3、电容C4构成倍压式整流电路，它将升压变压器T1副边的输出脉冲整流后向电容C3、电容C4充电，电容C3、电容C4组成的串联等效电容作为储能电容器，电阻R3和可调电阻R4构成的分压电路用于检测储能电容器两端的电压，并反馈到PWM控制器IC1内部误差放大器的反相误差输入端INV(第一引脚),可调电阻R4即可改变储能电容的充电值，使PWM控制器IC1内部误差放大器的反相输入端INV(第一引脚)保持与5V基准电压相等，PWM控制器IC1内部误差放大器的同相输入端NI(第二引脚)与基准端VREF（第十六引脚）相连；PWM控制器IC1内部误差放大器对其同相输入端NI(第二引脚)和反相输入端INV(第一引脚)上的电压进行比较，并根据它们之间的电位差来改变PWM控制器IC1内部误差放大器的输出端E/A OUT(第三引脚)上的电压，使整个电路形成负反馈，用以稳定储能电容上的电压，电阻R5为电流检测电阻，其电阻值大小为20Ω，它将场效应管Q1、场效应管Q2的源极电流转换成电压，并送到PWM控制器IC1的外部关断信号输入端SD(第十引脚），以限制最大充电电流。当电阻R5两端的电压达到1V时，PWM控制器IC1立即将场效应管Q1、场效应管Q2关断，直到下一个工作周期开始。

在本发明实施例中，如图4所示，所述隔离式高频变换输出电路3包括高速脉宽调制控制器IC2、第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4、第一功率放大器QA、第二功率放大器QB、第三功率放大器QC、第四功率放大器QD和隔离变压器T2, 所述第一数字隔离驱动器IC3的使能端EN1、第二数字隔离驱动器IC4的使能端EN2分别与信号控制器4的输入/输出控制端I/O口连接，所述高速脉宽调制控制器IC2的第一互补输出端OUTA1与第一数字隔离驱动器IC3的第一输入端VIA1、第二数字隔离驱动器IC4的第二输入端端VIB2连接，所述高速脉宽调制控制器IC2的第二互补输出端OUTB2与第一数字隔离驱动器IC3的第二输入端VIB2、第二数字隔离驱动器IC4的第一输入端VIA2连接；所述第一功率放大器QA的漏极、第三功率放大器QC的漏极与所述储能电路2的输出端连接，第一功率放大器QA栅极与第一数字隔离驱动器IC3的第一驱动输出端VOA1连接，第一功率放大器QA的源极与地连接,第二功率放大器QB的栅极与第一数字隔离驱动器IC3的第二驱动输出端VOB1连接，第二功率放大器QB的源极与地连接，第三功率放大器QC的栅极与第二数字隔离驱动器IC4的第一驱动输出端VOA2连接，所述第四功率放大器QD的栅极与第二数字隔离驱动器IC4的第二驱动输出端VOB2连接, 所述第四功率放大器QD的源极与地连接，所述第一功率放大器QA的源极、第二功率放大器QB的漏极与隔离变压器T2原边的一抽头连接，所述第三功率放大器QC的源极、第四功率放大器QD的漏极与隔离变压器T2原边的另一抽头连接，所述隔离变压器T2副边的一抽头与电极5的正极连接，所述隔离变压器T2副边的另一抽头与电极5的负极连接。

结合图1、图2、图3和图4所示，所述PWM控制器IC1按照输出脉冲的控制指令，PWM控制器IC1的第一互补输出端OUTA、第二互补输出端OUTB分别输出高电平或低电平，输出高电平时，相应的场效应Q1、场效应Q2导通，输出低电平时，场效应Q1、场效应Q2导通相应地截止。当场效应Q1、场效应Q2导通时，+24V的直流电压通过由二极管D1、二极管D2和电容C3、电容C4构成倍压式整流电路，然后输出的电压送入隔离式高频变换输出电路3中的第一功率放大器QA的漏极和第三功率放大器QC的漏极，电容C3、电容C4采用聚丙烯薄膜电容器，具有良好的温度稳定性，保障电容器可靠工作，无感特性，能承受很高的峰峰值电流和高频有效值电流。信号微控制器4的输入/输出控制端I/O同时通过控制第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4的使能端EN1和使能端EN2，信号微控制器4的输入/输出控制端I/O输出高电平时，第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4工作，第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4同时对高速脉宽调制控制器IC2的第一输互补输出端OUTA1和第二输出控制端OUTB2输出的脉冲进行电流放大，相应地，第一数字隔离驱动器IC3的第一驱动输出端VOA1和第一驱动输出端VOB1输出的电流(或电压)等于第一数字隔离驱动器IC3的第一输入端VIA1和第二输入端VIB1的电流(或电压)，第二数字隔离驱动器IC4的第一驱动输出端VOA2和第一驱动输出端VOB2输出的电流(或电压)等于第二数字隔离驱动器IC4的第一输入端VIA2和第二输入端VIB2的电流(或电压)；低电平时第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4停止工作，因此信号微控制器4的输入/输出控制端I/O输出高电平持续的时间(脉冲宽度)就是输出脉冲串的宽度。

在本发明中，如图4所示，所述第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4采用的型号为数字隔离驱动器Si82390芯片，所述高速脉宽调制控制器IC2采用的型号为UC3825控制芯片，通过信号控制器4对两个隔离驱动器进行独立输入控制相结合，输出隔离驱动信号，特别适用于驱动支持高达5kVrms的电源MOSFET和IGBT功率管。它们具有高共模瞬变抑制能力(100 kV/μs)、低传播延迟(30ns)，并减少温度、老化和部件间变化，输出UVLO故障检测和反馈可自动关闭两个驱动器，因而可具有极高的可靠性，所述第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4还采用三个独立电源供电，一个是+5V，另外两个是+15V。在三个独立电源的供电端分别连接有滤波电容C2_1、滤波电容C2_2、滤波电容C2_3、滤波电容C2_4、滤波电容C2_5和滤波电容C2_6，这些滤波电容都采用钽电容，用于消除电压瞬变引起的干扰，因此，本发明可输出±4kV的双向方波脉冲，脉冲的上升时间和下降时间小于1μs，脉冲宽度从100μs～1000μs，连续可调，脉冲电流峰值可达50A。

在本发明中，如图4所示，所述第一功率放大器QA、第二功率放大器QB、第三功率放大器QC和第四功率放大器QD都采用碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管，所述碳化硅功率MOSFET管采用的型号为C2M0025D120功率管，可提供高速切换，该碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管的漏-源击穿电压为1200V，开关的时间小于0.1μs，导通电阻为25mΩ，脉冲电流高达250A。隔离变压器T2有两个作用：一个作用是将原边电压按照匝数比进行升压；另一个作用是在原边和副边之间实现电气隔离。所述高速脉宽调制控制器IC2的第一互补输出端OUTA1和第二互补输出端OUTB2输出两路相位相差180⁰的PWM信号，同时送给第一数字隔离驱动器IC3的第一输入端VIA1和第二输入端VIB1以及第二数字隔离驱动器IC4的第一输入端VIA2和第二输入端VIB2；其中，具体的连接方式是将第一数字隔离驱动器IC3的第一输入端VIA1与第二数字隔离驱动器IC4的第二输入端VIB2连接，第一数字隔离驱动器IC3的第二输入端VIB1与第二数字隔离驱动器IC4的第一输入端VIA2连接；第一数字隔离驱动器IC3与第一功率放大器QA的漏极、第二功率放大器QB构成一个半桥，第二数字隔离驱动器IC4与第三功率放大器QC、第四功率放大器QD构成另一个半桥。高速脉宽调制控制器IC2输出的双路脉冲，经第一数字隔离驱动器IC3和第二数字隔离驱动器IC4的电流放大和电平转换后分别驱动开关管(即第一功率放大器QA、第二功率放大器QB、第三功率放大器QC和第四功率放大器QD导通或截止)，使第一功率放大器QA、第二功率放大器QC同时导通，第二功率放大器QB和第四功率放大器QD同时导通。当第一功率放大器QA、第二功率放大器QC导通时，将隔离变压器T2的原边加上正的电压(+Vo)，即同名端为正；当第一功率放大器QB和第二功率放大器QD导通时，将隔离变压器T2的原边加上负的电压(-Vo)，即同名端为负，从而在隔离变压器T2的原边上施加交变的方波，在副边上按照匝数比感应出交变的方波，并通过治疗电极5直接施加到靶组织上。

结合图4和图5所示，信号控制器4输出脉冲宽度为100μs，周期为100～1000ms,幅度为5V的方波脉冲，该方波脉冲送入第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4的使能端EN1和使能端EN2进行触发，高电平时第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4开始工作，低电平时第一数字隔离驱动器IC3、第二数字隔离驱动器IC4停止工作。如图6中的a部分为高速脉宽调制控制器IC2的第一互补输出端OUTA1输出脉冲宽度为1μs，脉冲周期为3μs，幅度为5V的方波脉冲。如图6中的b部分为高速脉宽调制控制器IC2的第二互补输出端OUTB2也输出脉冲宽度为1μs，脉冲周期为3μs，幅度为5V的方波脉冲。高速脉宽调制控制器IC2的第一互补输出端OUTA1和第二互补输出端的输出脉冲的相位相差180°，脉冲的死时间为0.5μs。因此，在电极上产生双极性梳状波形，双极性脉冲波形如图7和图8所示，双极性脉冲周期为3μs，其中，正脉冲、负脉冲各为1μs，每个脉冲延迟0.5μs。如图8所示，这种双极性脉冲波形不仅能够在细胞膜上形成对称性电穿孔，而且还可以明显减少对神经的刺激作用和肌肉的收缩。这种高频短脉冲不会引起肌肉收缩。

以上所述仅为发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。