一种非隔离软开关高升压比直流变换器及其方法与流程

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一种非隔离软开关高升压比直流变换器及其方法与流程

本发明涉及一种非隔离软开关高升压比直流变换器及其方法。



背景技术:

随着能源需求的不断增长,光伏发电、燃料电池发电等新能源发电项目不断发展。光伏电池板、燃料电池的输出电压较低,为满足逆变器并网需求,需要使用高升压比直流变换器将低电压泵升至高电压。图1为一种改进的基于Boost/Buck-Boost衍生的高升压比直流变换器,该拓扑结构简单,升压比为传统Boost变换器的两倍,效率也优于Boost变换器。目前,随着GaN器件的出现和应用,电力电子变换器正朝着高频化、小型化发展;然而,在该电路中,主开光管S工作在硬开关状态,在高频工作状态下,开关损耗激增,器件发热严重、甚至损坏。因此必须使电路工作在软开关状态,减小开关管S开关损耗,才能使电路工作在高频状态,提高功率密度、减小体积。

相比于Si材料,GaN材料具有更高的禁带宽度、击穿场强、饱和漂移速度,这意味着GaN器件能够工作在更高的温度、耐压及更快的开关频率条件下。GaN器件分为级联型GaN器件、E-Mode GaN器件两种类型。级联型GaN器件具有独特的开关特性,其开通损耗随两端电压及开关管电流增大而增大,然而其关断损耗在工作范围内基本维持不变且数量级较小,与开通损耗相比,关断损耗可以忽略不计,所以只要让电路工作在零电压开通状态即可极大减小级联型GaN器件的开关损耗。



技术实现要素:

本发明为了解决上述问题,提出了一种非隔离软开关高升压比直流变换器及其方法,本发明在改进的基于Boost/Buck-Boost衍生的高升压比直流变换器基础上,将零电压转换(ZVT)软开关电路与之相结合,实现主功率开关管零电压开通和关断,且稳定运行且迅速响应。

为了实现上述目的,本发明采用如下技术方案:

一种非隔离软开关高升压比直流变换器,包括基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器,基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器的电源与负载电容之间增设有零电压转换软开关电路,以实现主功率开关管零电压开通和关断。

一种非隔离软开关高升压比直流变换器,包含主电路与辅助电路,主电路包括输入电源,所述输入电源正极连接两条支路,第一支路经过第一电容、第一二极管和第二电感连接负载电容的一端,第二支路经过第一电感、第二电容连接负载电容的另一端;

所述第二电容通过第二二极管与电源负极连接,且第二二极管与电源负极的连接处通过第一开关管与第一电感和第二电容的连接点连接,所述连接点与第一电容和第一二极管的连接点之间正接有第三二极管;

辅助电路中第三电容与第一开关管并联,第一开关管与第一电感器连接点引出连接第三电感,第三电感与第二开关管相连接,第二开关管另一端连接第一开关管与第二二极管连接点,第三电感器与第二开关管连接点连接第四二极管正端,第四二极管负端接输出电容与第二电感连接点。

进一步的,所述第一开关管、第二开关管均为级联型GaN器件,第二开关管容量小于第一开关管容量。

进一步的,所述第一电容、第二电容和第一电感的量值根据电感伏秒平衡原理与电容安秒平衡原理求得。

进一步的,所述第二电感滤出尖峰电流,其值小于第一电感。

进一步的,所述第三电容、第三电感的量值根据谐振原理求得。

基于上述变换器的控制方法,采用双环控制,内环为电流控制,外环为电压控制;根据负载电压与设定值的偏差求得稳态控制电流,根据稳态控制电流与第一开关管的电流进行内环的峰值电流控制,输出相应的驱动信号驱动第一开关管。

相应的驱动信号的锯齿波下降沿产生的时钟信号提供给第二开关管作为控制信号。

当峰值电流控制的驱动信号占空比大于50%时,对稳态控制电流增加斜坡补偿。

进一步的,所述斜坡补偿为第一电感的电流下降斜率。

采用II型补偿器对外环电压进行补偿。

与现有技术相比,本发明的有益效果为:

(1)本发明通过向改进的基于Boost/Buck-Boost衍生的高升压比直流变换器中添加ZVT软开关辅助电路,实现了主功率开关管零电压开通和关断及整流二极管零电流关断,有效降低开关损耗,使变换器能够在高开关频率下安全稳定运行,提高功率密度,减小体积。

(2)本发明能够实现变换器在全输入范围内软开关管,在光伏逆变器前级升压中具有广阔的应用前景。

(3)本发明保持了ZVT软开关电路恒定频率运行的特点,变换器中滤波器优化设计简单。

(4)本发明在现有模拟控制芯片的基础上添加辅助电路实现对变换器控制,仿真结果表明,所提出的控制方案能够实现对变换器有效控制,主功率开关管及整流二极管工作在软开关状态,系统鲁棒性良好、动态响应迅速。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解,本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请,并不构成对本申请的不当限定。

图1为现有技术改进的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器;

图2(a)-(c)为改进的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器的等效电路图;

图3为本发明的ZVT高升压比直流变换器;

图4为本发明的ZVT高升压比直流变换器关键波形;

图5(a)-(g)为本发明的ZVT高升压比直流变换器各阶段等效电路图;

图6为本发明的ZVT高升压比直流变换器系统控制框图;

图7为本发明的斜坡补偿示意图;

图8为控制电流到输出电压的频率响应;

图9为电压补偿器频率响应曲线;

图10为基于UC3823开关控制方案原理图;

图11为本发明的ZVT高升压比直流变换器主开关管S和辅助开关管Sa的控制信号;

图12(a)-(d)为输入电压为38V时,ZVT高升压比直流变换器关键仿真实验波形及其细节;

图13(a)-图13(b)为ZVT高升压比直流变换器在负载变化时的仿真波形图;

图14(a)-图14(f)为ZVT高升压比直流变换器在输入变化时的仿真波形图。

具体实施方式:

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

应该指出,以下详细说明都是例示性的,旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明,本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是,这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式,而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的,除非上下文另外明确指出,否则单数形式也意图包括复数形式,此外,还应当理解的是,当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时,其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

正如背景技术所介绍的,现有技术中存在无法使得电路工作在软开关状态,减小开关管S开关损耗的不足,为了解决如上的技术问题,本申请提出了一种采用GaN器件的新型软开关高升压比直流变换器。

本申请的一种典型的实施方式中,图1是现有技术所提出的改进的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器。电感L1工作在连续电流状态下,电感Lo工作在断续电流状态下,根据开关管导通/关断、电感Lo电流断/续,电路可以分为两种工作状态。当开关管导通时,其等效电路如图2(a)所示,输入电源Vin为电感L1充电,电容C1、C2与电源Vin串联为负载及输出滤波电容Cf供电,电感L2电流从零开始上升;当开关管关断,电感L2电流未下降到零时,变换器器等效电路如图2(b)所示,电感L2续流;当开关管关断,电感L2电流下降至零时,变换器等效电路如图2(c)所示,电感L1与输入电源为电容C1、C2充电,同时输出滤波电容为负载供电。

电路稳态工作时,根据电感的伏秒平衡原理,可以得出:

VinDTs+(-Vc1)(1-D)Ts=0(1)

VinDTs+(Vin-Vc2)(1-D)Ts=0(2)

式中,D为开关管导通的占空比,Ts为开关周期,Vc1,Vc2分别为电容C1,C2两端电压,分别为:

在开关管导通时,电压源Vin与电容C1、C2串联作为输出,作用在输出电感Lo、负载及电容Cf,而电感两端电压远远小于输出电压Vout,所以输出电压Vout可以近似为:

为实现主功率开关管软开关,如图3所示,在改进的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器基础上添加辅助电路,实现主功率开关管零电压开通和关断。图4给出了变换器运行过程中关键波形,图5(a)~(g)为变换器运行过程中各种状态等效电路图,结合图3、图4、图5(a)~(g)分阶段讲解ZVT高升压比变换器运行原理。

阶段1(t0-t1):在t0时刻之前,主开关管S、辅助开关管Sa处于关断状态,二极管D1、D2导通。在t0时刻,辅助开关管Sa开通,谐振电感Lr电流iLr线性增大,直到在t1时刻增大到IL,此时电感L的电流全部流过谐振电感Lr,二极管D1、D2零电流关断。将阶段1时间记为t01,可以求得t01为:

阶段2(t1-t2):谐振电感Lr与谐振电容Cr间发生谐振,能量由电容向电感转移,谐振电感Lr电流iLr继续增大,Cr电压即开关管两端电压VDS减小,直到在t2时刻减小为零,同时开关管S开始反向导通。此谐振过程时间t12为:

阶段3(t2-t3):主开关管S内体二极管反向导通,为了实现软开关,此时应该对主开关管S施加开通信号。此外,开关管S、Sa之间开通信号的延时,即Sa的导通时间td应该满足如下条件:

阶段4(t3-t4):在t3时刻,主开关管S开通,辅助开关Sa关断,二极管D3导通,辅助开关两端电位为Vout/2。在此阶段中,谐振电感能量转移到负载及电容Cf、C2,其电流iLr线性下降,在t4时刻下降为零。

阶段5(t4-t5):在t4时刻,二极管D3关断。在此阶段中,变换器运行状态与改进的高升压比直流变换器阶段1运行状态相同。

阶段6(t5-t6):在t5时刻,主开关管S关断,谐振电容Cr被充电至Vout/2;二极管D1、D2导通,电感L放电,电容C1、C2充电;同时输出电感Lo续流。

阶段7(t6-t7):此阶段中,变换器运行状态与改进的高升压比直流变换器阶段3相同。在t0时刻,辅助开关Sa再次开通,变换器进行下一个循环周期。

通过上述分析可以发现,辅助开关控制谐振过程仅发生在开关管开通时刻,在其他时刻不影响变换器正常运行,所以可以按照改进的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器主电路、控制器设计过程来设计ZVT高升压比直流变换器。

为了便于分析,以一台高升压比DC-DC变换器为例进行系统控制器设计。系统采用双环控制,内环采用峰值电流控制,外环为电压控制,图6为系统控制框图。所设计的变换器输入电压为25~45V,额定输入38V,输出电压380V,输出功率200W,带电阻性负载,开关频率500KHz。要求电感电流纹波为其电流的20%,输出电压纹波为输出电压1%。根据电感伏秒平衡原理与电容安秒平衡原理,可以计算出电感、电容的量值并取一定的裕量,C1=C2=0.68uF,Cf=0.22uF,L1=60uH,Lo=2uH,R=725Ω。

在辅助电路中,谐振电容Cr负责实现主功率开关管S软开关,谐振电感Lr负责实现二极管D1、D2零电流关断。谐振电感Lr通过为电感电流iL提供一个通流路径来控制二极管D1、D2中电流下降速率。当辅助开关Sa打开时,电感电流由二极管D1、D2流向谐振电感Lr,在给定二极管关断速率条件下,可以确定谐振电感值的大小。根据工程经验,通过谐振电感控制二极管电流下降时间为三倍的反向恢复时间会取得比较好的效果。在发明中,选用多数载流子器件SiC肖特基二极管,其不存在反向恢复问题。为计算谐振电感值,选取一个较小的等效反向恢复时间trr=10nS。根据功率守恒,可以计算得到电感平均电流IL为:

电感电流峰值ILP为:

二极管D1、D2电流分别为0.5ILP,则通过谐振电感控制后二极管D1、D2中电流下降速率为:

此时谐振电感两端电压为0.5Vout,谐振电感电流iLr下降速率为二极管D1、D2电流下降速率之和,可以计算得出谐振电感Lr值为:

在谐振电感确定的情况下,通过谐振电容可以控制开关管两端电压下降速率,选取开关管两端电压下降时间为50nS,代入式(7)中,计算可得出谐振电容Cr≈1nF。

峰值电流控制在占空比大于0.5时会使系统不稳定,通过添加斜坡补偿能够使系统稳定运行,如图7所示。当系统输入为38V时,根据式(5)可以得出占空比D=0.8,需要添加斜坡补偿使系统稳定运行。选取斜坡补偿斜率为电感电流下降斜率,m=mLD。已知电感L平均值IL=5.27A,则电感电流下降斜率mL1D为:

开关管Q中电流上升斜率为电感L、Lo电流上升斜率之和。电感L电流上升斜率mLU为:

电感Lo的上升斜率为:

开关管S电流上升斜率mS为:

mS=mLU+mLoU=5.12A/Ts (15)

开关管初始电流IS0与电感初始电流相同,计算得:

IS0=IL0=IL-0.1IL=4.74A (16)

在dTs时刻,开关管电流ISdTs为:

ISdTs=IS0+D*Ts*mS=8.836A (17)

根据图7可以计算出稳态时控制电流Ic大小为:

Ic=ISdTs+D*Ts*m≈13A (18)

经上述分析得出,系统稳态控制电流Ic=13A,斜坡补偿斜率-m=-5.27A/Ts。为设计电压外环控制器,在控制电流稳态工作点处施加扰动,测量控制电流iC到输出电压Vout的频率响应,如图8所示。

当频率大于100kHz时,所得到的频率响应曲线混乱,已经不具备参考价值。当频率小于100kHz时,幅频增益过大,不存在穿越频率,系统不稳定,需要设计补偿器降低系统增益。图9为所设计电压补偿器频率响应曲线。补偿后,系统穿越频率在5kHz附近,相角裕度约为65°,系统稳定,补偿结果良好。直流增益无穷大,能够实现输出电压无差控制。

目前市面上不存在一种适应于直流变换器的ZVT软开关峰值电流控制芯片,本发明提出一种以峰值电流控制芯片UC3823为核心的适用于该ZVT高升压比直流变换器的控制方案。ZVT高升压比直流变换器主开关管开关和辅助开关管信号分别由UC3823的PWM和整形后CLOCK信号波形生成。图10为开关控制方案原理图,图11中PWMS和PWMSa信号分别驱动主开关管S和辅助开关管Sa的控制信号。

为了验证所设计系统的正确性,在电力电子仿真软件Saber搭建了系统仿真模型,所采用仿真参数与上文设计参数相一致。

图12(a)-图12(d)为输入电压为38V时,ZVT高升压比直流变换器关键仿真实验波形及其细节。其中,图12(a)变换器关键波形,图12(b)iLr波形细节,图12(c)VD1、iD1波形细节,图12(d)VDS、iS波形细节

从图中看出,t0时刻,辅助开关管Sa开通,谐振电感电流iLr开始增大,二级管电流iD1、iD2下降,经过t01时间,二极管电流下降为零,此时其两端电压仍为零,电压电流波形不存在重叠,实现零电流关断;下一个阶段,变换器中发生谐振,从谐振电感电流iLr与开关管两端电压VDS细节图中可以看出,谐振电感电流iLr呈正弦上升,开关管电压VDS呈正弦下降,经过t12时间,谐振结束,开关管两端电压降为零,谐振电感电流达到最大值;在t23时间段内,谐振电感电流经开关管S中反并联体二极管,开关管两端电压为零,在此阶段应打开开关管S;软开关过渡过程最后一个阶段中,t3时刻开关管S开通,电流增大,谐振电感电流线性下降。

图13(a)中,负载在8mS~8.5mS时间段内由满载线性变为半载,在变化过程中输出电压略微增大,在负载变化结束后,迅速恢复到稳定;相应的,图13(b)中,负载在8mS~8.5mS时间段内由半载线性变为满载,在变化过程中输出电压略微向下波动,负载变化结束后,迅速恢复到稳定,由此可以得出系统具有良好的负载调整率。

图14(a)-图14(f)是ZVT高升压比直流变换器在输入变化时的仿真波形图。其中,图14(a)25V到38V,图14(b)38V到25V,图14(c)38V到45V,图14(d)45V到38V,图14(e)25V到45V,图14(f)45V到25V。

以图13(a)、(b)为例进行分析,在图4-8(a)中,输入电压在8mS~8.5mS时间段内由25V上升至38V,在切换过程中输出电压向上存在略微的波动,切换过程结束后,输出电压迅速恢复到稳定;相应的,在图4-8(b)中,输入电压在8mS~8.5mS时间段内由38V跌落至25V,在变化过程中输出电压略微向下波动,输入电压变化结束后,迅速恢复到稳定。

通过分析改进的基于Boost/Buck-Boost衍生的I型高升压比直流变换器的工作原理,指出其开关管工作在硬开关状态下,无法在高频下运行,通过添加辅助电路,实现主功率开关管零电压开通和关断,解决该问题。在此基础上,提出一种适用于该变换器的控制方案,实现对变换器的稳定控制。仿真结果表明,所提出的ZVT高升压比直流变换器能够实现主功率开关管及整流二极管的软开关,控制方案能够正常运行,系统鲁棒性良好、动态响应迅速。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已,并不用于限制本申请,对于本领域的技术人员来说,本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本申请的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述,但并非对本发明保护范围的限制,所属领域技术人员应该明白,在本发明的技术方案的基础上,本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

再多了解一些
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