开关周期最优利用率控制的DCM降压PFC变换器的制作方法

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种开关周期最优利用率控制的dcm降压pfc变换器。

背景技术：

功率因数校正(powerfactorcorrection,pfc)变换器因其高功率因数和低谐波失真等特点，目前已被广泛应用。有多种拓扑结构和控制方法可用于实现pfc，包括升压、降压、反激等，其中降压转换器常用于小功率场合。降压变换器有三种工作模式，分别是连续导通模式(ccm)，不连续导通模式(dcm)和临界连续导通模式(crm)。针对dcmbuckpfc变换器，由于工作在断续模式，能量的传输未占满整个开关周期，导致电感电流峰值及有效值较大，开关管和二极管亦然，使得变换器中各元器件的损耗较大，影响效率的提高。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种开关周期最优利用率控制的dcm降压pfc变换器，通过提高开关周期的利用率，增大临界电感值，减小电感电流峰值及有效值，从而减小开关管导通损耗和关断损耗，提高变换器的效率。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种开关周期最优利用率控制的dcm降压pfc变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源vin、emi滤波器、二极管整流电路rb、开关管q、二极管d、电感l、滤波电容co和负载rld，其中输入电压源vin与emi滤波器的输入端口连接，emi滤波器的输出端口与整流电路rb连接，整流电路rb的输出正向端与开关管q的漏极连接，整流电路rb的输出负向端为参考电位零点，开关管q的源极与续流二极管d的负极连接，同时接储能电感的一端，二极管d的正极与参考电位零点连接，电感l的另一端与输出电容co连接，同时接输出负载rld，输出电容co及负载rld的另一端均与零电位点连接，负载rld两端的电压为输出电压vo；所述的控制电路包括分压跟随电路、峰值检测电流、减法电路、乘法器、输出电压反馈调节电路、pwm调制及驱动电路，其中分压跟随电路的输入端与整流电路rb的正极连接，分压跟随电路的输出端a分别与峰值检测电路和减法电路的负向输入端连接，峰值检测电路的输出端b分别与减法电路的正向输入端和乘法器的第三个输入端连接，减法电路的输出端c与乘法器的第一个输入端连接，主功率电路的输出电压正端与输出电压反馈调节电路的输入端连接，输出电压反馈调节电路的输出端与乘法器的第二个输入端连接，乘法器的输出端d与pwm调制及驱动电路的输入端连接，pwm调制及驱动电路的输出端与开关管q的栅极连接。

进一步地，所述的分压跟随电路包括第一电阻r1、第二电阻r2、第一运算放大器a1；其中第一电阻r1的一端与二极管整流电路输出端vg正极连接，第一电阻r1的另一端与第二电阻r2一端连接，两电阻的公共端接入第一运算放大器a1的正向输入端，第二电阻r2的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器a1的反向输入端与输出端a直接连接，构成同相电压跟随器。

进一步地，所述的峰值检测电路包括第三电阻r3、第一二极管d1、第一电容c1、第四电阻r4、第二运算放大器a2；其中第三电阻r3的一端与分压跟随电路的输出端a连接，第三电阻r3的另一端与第一二极管d1正极串联后再与第二运算放大器a2的正相输入端连接，第一电容c1与第四电阻r4并联后一端与第二运算放大器a2的正相输入端连接、另一端接参考电位零点，第二运算放大器a2的反相输入端与输出端c直接连接。

进一步地，所述的减法电路包括第五电阻r5、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第三运算放大器a3；其中第五电阻r5的两端分别与第一运算放大器a1的输出端和第三运算放大器a3的反向输入端连接，第六电阻r6的两端分别与第三运算放大器a3的反向输入端和输出端连接，第七电阻r7的两端分别与第二运算放大器a2的输出端和第三运算放大器a3的正向输入端连接，第八电阻r8的两端分别与第三运算放大器a3的正向输入端和参考电位零点连接。

进一步地，所述的电压反馈调节电路包括第九电阻r9、第十电阻r10、第十一电阻r11、第二电容c2、第四运算放大器a4；其中第九电阻r9的两端分别与主功率电路的输出端和第四运算放大器a4的反向输入端连接，第十电阻r10的两端分别与第四运算放大器a4的反向输入端和参考电位零点连接，第十一电阻r11和第二电容c2串联后一端与第四运算放大器a4的反向输入端连接，另一端与第四运算放大器a4的输出端连接。

进一步地，所述的pwm调制及驱动电路包括第五运算放大器a5、第六运算放大器a6、rs触发器、分频器、第二二极管d2、第三二极管d3、驱动电阻rd；其中第五运算放大器a5的正向输入端与乘法器的输出端相连，第五运算放大器a5的反向输入端与输出端直接连接，第六运算放大器a6的正向输入端与第五运算放大器a5的输出端相连，第六运算放大器a6的反向输入端接给定的三角波信号，第六运算放大器a6的输出端与rs触发器的r端连接，rs触发器的s端接时钟信号，rs触发器的输出端与分频器的输入端连接，分频器的输出端分别与第二二极管d2和第三二极管d3连接，第二二极管d2和第三二极管d3并接后与驱动电阻rd的一端连接，驱动电阻rd的另一端与开关管q的栅极连接。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)通过提高开关周期利用率，在保证pf值满足基本要求的情况下，增大临界电感值，减小电感电流峰值及有效值；(2)有效减小了开关管导通损耗和关断损耗，提高了变换器的效率，同时减小了输出电压纹波。

附图说明：

图1是buckpfc变换器主电路示意图。

图2是开关周期内电感电流及开关管电流波形图。

图3是半个工频周期内开关管电流、峰值包络及平均值波形图。

图4是两种控制方式下两种控制方式下的临界电感值曲线图。

图5是不同输入电压下的开关周期利用率波形图。

图6是π/2和θ附近的电感电流波形图，其中(a)表示当ωt＝π/2时的电感电流波形图，(b)表示当ωt＝θ时的电感电流波形图。

图7是临界电感值和m的关系曲线图。

图8是开关周期最优利用率控制电路图，其中(a)表示cdcc控制电路图，(b)表示oucsc控制电路图。

图9是两种控制方式下输入功率因数随输入电压变化曲线图。

图10是半个工频周期内输入电流波形图。

图11是两种控制方式下3、5、7次谐波与基波之比曲线图。

图12是两种控制方式下3、5、7次谐波与功率之比曲线图。

图13是电感电流有效值随输入电压变化曲线图。

图14是半个工频周期内电感电流峰值曲线图。

图15是半个工频周期内输入功率标幺值曲线图。

图16是输出电容放电时间随输入电压变化曲线图。

图17是输出电压纹波随输入电压变化曲线图。

图18是本发明开关周期最优利用率控制下的dcm降压pfc变换器的结构示意图。

具体实施方式

1dcmbuckpfc变换器的工作原理

图1是buckpfc变换器主电路。

为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了电流断续模式时一个开关周期中的电感电流和开关管电流波形。当开关管q导通时，二极管d截止，电感l两端的电压为vg－vo，其电流il由零开始以(vg－vo)/l的斜率线性上升，vg给负载和储能电容co供电。当q关断时，il通过d续流，此时l两端的电压为－vo，il以vo/l的斜率下降，并且il在新的一周期开始前下降到零。

不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为

vin＝vmsinωt(1)

其中vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入电压经过整流后的电压为

vg＝vm·|sinωt|(2)

在一个开关周期内，电感电流峰值il_pk为

其中dq为占空比，ts为开关周期。

在每个开关周期内，l两端的伏秒面积平衡，即

(vg-vo)dqts＝voddts(4)

其中，vo为输出电压，dd为电感电流下降到零所对应的开关周期占空比。

由式(2)和式(4)可得

根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为

由于工作在buck模式下，只有在输入电压vin大于输出电压vo时，开关管q才开始承受正向电压，才能够被触发导通，即输入电流iin存在死区，死区大小由输入电压和输出电压决定。虽然平均输入电流值不是完整的正弦波，但是只要合理设计输出电压，将电流谐波限制在一定范围以内，也能够达到功率因数校正的目的。

由表达式(6)可求知输入电流iin为

其中，死区导通角

占空比dq在半个工频周期内是恒定不变的，根据上述分析，开关管电流、峰值包络及平均值波形图如图3所示。考虑输入电流的死区，由式(1)和式(7)可以求出变换器在半个工频周期内输入功率的平均值pin为

式中tline是输入电压周期。

假设变换器效率为100％，那么输出功率等于输入功率，即po＝pin。由式(8)可得占空比dq

由式(7)和式(8)可以求得pf值的表达式为

其中iin_rms为输入电流有效值。

2开关周期最优利用率控制策略

由输入端向输出端的功率传输只发生在开关管q导通和二极管d导通期间，为了便于分析，提出开关周期利用率β的概念，定义为

β＝dq+dd(11)

将式(5)代入式(11)可得

为使电感电流断续，必须满足β≤1。

将式(9)代入式(12)可得电感l的表达式：

由上式可以看出，变换器参数一定时，半个工频周期内，各个角度处所要求的临界电感值不同，其中，π/2处对应的临界电感值最小，因此定占空比控制下的临界电感值为

根据表达式(14)及第三节给出的变换器设计参数，可以画出临界电感值的曲线，如图4所示。由图可以看出，定占空比控制下的临界电感值为79μh。将l1＝79μh和式(9)代入式(12)，可以画出不同输入电压下的开关周期利用率波形图，如图5所示。由图5可以看出，不同输入电压下，β1在[θ,π/2]内呈递增趋势，角度θ附近最小，即开关周期利用率最低，电感电流断续程度最高；角度π/2附近最大，即开关周期利用率最高，电感电流断续程度最低。

角度π/2和θ处的电感电流波形及相应的驱动脉冲电平如图6所示。作如下设想：保持定占空比控制下的临界电感值不变，在角度π/2附近略减小占空比，则开关周期利用率也相应减小，电感电流断续程度增加；而为了保持输出功率不变，在角度θ附近需要相应略增大占空比，开关周期利用率也相应增大，电感电流断续程度减小。在π/2和θ附近进一步减小和增大占空比，那么相应角度附近的开关周期利用率将进一步减小和增大，电流断续模式也将进一步增大和减小。换言之，随着π/2和θ附近的占空比之差逐步扩大，β1接近于1，即电感电流接近于临界连续的开关周期所处工频角度逐渐从π/2附近过渡至θ附近。可以预见，在此过程中，存在着按一定规律变化的占空比，使得[θ,π/2]内任意角度处的开关周期利用率都较低即电感电流断续程度较大，因而可以在原定占空比的基础上增大临界电感值，以提高开关周期利用率和减小电感电流断续程度，从而降低电感电流峰值和有效值，提高变换器效率。

根据以上设想，在π/2和θ附近分别需要减小和增大占空比，而变换器的输入电压为正弦形式，因此，将正弦函数引入占空比变化规律中，以实现开关周期最优利用率。定义开关周期最优利用率表达式为

dq＝d0(1-m|sinωt|)(15)

其中，m为待定系数，d0与m、变换器的电感值、开关频率、输入输出电压、输出功率等参数有关。

3最大临界电感值计算

将式(15)代入式(7)，可得输入电流为

将式(15)及代入式(8)，若变换器效率为100％，可得变换器的输出功率为

由式(17)可得

将式(18)代入式(15)，可得占空比表达式为

将式(19)代入式(12)，可得开关周期利用率的表达式为

由于工作在断续模式，根据β≤1，式(20)可表示为

对式(21)右侧表达式分析计算可知，当m≥0.5时，表达式在ωt＝θ处取得最小值，当m＜0.5时，表达式在ωt＝π/2处取得最小值，那么开关周期最优利用率控制下的临界电感值为

根据表达式(22)可画出开关周期最优利用率控制下的临界电感值随m变化曲线，如图7所示。根据图7和式(22)可知，当m≥0.5时，式(27)的值呈下降趋势，当m＜0.5时，式(27)的值呈上升趋势，因此，l2在m＝0.5时可以取得最大值。将m＝0.5代入式(19)及式(22)，可得开关周期最优利用率控制下的占空比及最大临界电感值表达式为

由式(23)和式(24)以及变换器的参数，可得开关周期最优利用率控制下的临界电感值为100μh，与传统定占空比控制相比，临界电感值明显增大。

4性能对比

4.1开关周期利用率

为便于分析，设计参数如下：

输入电压有效值vin_rms＝176～264vac；输出功率po＝120w；输出电压vo＝80vdc；开关频率fs＝100khz，两种控制方式下的临界电感值为l1＝79μh、l2＝100μh，输入电压分别为176v、220v和264v时的开关周期利用率如图5中的β2所示。

图8(a)和(b)分别为定占空比(l1＝79μh)及开关周期最优利用率控制(l2＝100μh)下的驱动信号和电感电流波形示意图。

从图5和图8(a)可以看出，采用定占空比控制时，当输入电压角度从θ向π/2变化时，电感电流断续程度逐渐减小，开关周期利用率逐渐增大且在π/2处达到最大；当输入电压角度从π/2向π-θ变化时，电感电流断续程度逐渐增大，开关周期利用率逐渐减小且在π-θ处达到最小。输入电压有效值越大，开关周期利用率越低，利用率最大值与最小值之差越小。

从图5和图8(b)可以看出，采用开关周期最优利用率控制时，当输入电压角度从θ向π/2变化时，电感电流断续程度逐渐减小，开关周期利用率逐渐增大且在π/2处达到最大；当输入电压角度从π/2向π-θ变化时，电感电流断续程度逐渐增大，开关周期利用率逐渐减小且在π-θ处达到最小。输入电压有效值越大，开关周期利用率越低，利用率最大值与最小值之差越小。当输入电压有效值为176v时，利用率在π/2处达到1，输入电压有效值为220v和264v时，利用率在π/2处接近于1。

4.2输入功率因数

由式(10)、(16)和(17)，可得开关周期最优利用率控制下的功率因数表达式为

根据式(10)和(25)，绘制出两种控制方式下功率因数的曲线如图9所示。由图9可知，与传统控制相比，采用开关周期最优利用率控制后的pf在低输入电压时有所增大，在高输入电压时有所减小，整体来说变化不大。

将式(9)和(23)代入式(7)，可得两种控制下的输入电流表达式为

两种控制方式下的输入电流波形图如图10所示。由图10可知，在θ和π-θ附近，开关周期最优利用率控制下的输入电流比定占空比控制下的输入电流大，而在π/2附近，情况相反。

4.3输入电流谐波

为了分析输入电流的谐波，对其进行傅立叶分解可得

其中，

结合式(26)、(27)和(28)，可以计算出3、5、7次谐波与基波幅值的比值，如图11所示。由图11可知，在整个输入电压范围内，与定占空比相比，采用开关周期最优利用率控制后，3次谐波幅值减小，相位相反，5、7次谐波幅值增大，相位相同。根据iec61000-3-2classc规定，输入电流3、5、7次谐波与基波之比应小于0.3λ、0.1、0.07，其中λ为输入功率因数。结合式(25)可得3次谐波限值，可以看出，采用开关周期最优利用率控制后，3次谐波满足要求，5、7次谐波超出标准限值。因此，若要满足iec61000-3-2classc的标准，需在5、7次谐波限值和开关周期最优利用率之间折中，即根据谐波限值重新推导变换器的占空比参数。

功率归一化的3、5、7次谐波如图12所示，由图可知，在整个输入电压范围内，与定占空比相比，采用开关周期最优利用率控制后，3次谐波幅值减小，相位相反，5、7次谐波幅值增大，相位相同。根据iec61000-3-2classd规定，输入电流3、5、7次谐波有效值与输入功率之比应分别小于3.4ma/w、1.9ma/w、1.0ma/w，由图可知，两种控制方式下的输入电流谐波都满足规定要求。

4.4电感电流有效值及峰值

一个开关周期内的电感电流有效值为

一个工频周期内的电感电流有效值为

将l1＝79μh和l2＝100μh分别代入式(30)，可以计算出两种控制方式下电感电流的有效值，如图13所示。由图可知，采用开关周期最优利用率控制后，电感电流有效值明显减小，因此变化器损耗将会减小，有利于提高变换器的效率。

将l1＝79μh、式(9)和l2＝100μh、式(23)分别代入式(3)，可以计算出两种控制方式下电感电流的峰值，如图14所示。由图可知，采用开关周期最优利用率控制后，电感电流峰值在π/2附近明显减小，在θ和π-θ附近略有增大，因此开关管的关断损耗将会减小，有利于提高变换器的效率。

电感匝数n，绕组的截面积s，变压器的填充系数ku和气隙δ分别表示为

kμ＝(nbs)/aw(33)

其中il_pk_max是电感电流的最大峰值，il_rms_max是电感电流的最大有效值，δb是磁通密度，ae和aw分别是磁芯的有效面积和窗口面积，j是电流密度，μ0是真空的渗透率。

将式(31)和式(32)代入式(29)和式(30)中，可得ku和δ为

将l1＝79μh，il_pk_max＝7.14a，il_rms_max＝2.44a，和l2＝100μh，il_pk_max＝5.58a，il_rms_max＝2.22a，分别代入式(35)和式(36)，可以分别求出两种控制方案下的ku和δ值。结果表明，开关周期最优利用率控制下的ku和δ值与定占空比控制下的ku和δ值基本相等。

4.5输出电压纹波

由式(8)、式(23)、式(1)、式(7)可知，两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值分别为

当输入电压为220vac时，根据式(37)和式(38)可以绘制出半个工频周期内瞬时输入功率标幺值曲线，如图15所示。当时，储能电容co充电，当时，储能电容co放电。从ωt＝0开始，和与1的第一个交点所对应的时间分别是t1和t2。

经过拟合，ωt1、ωt2和vm之间的关系分别表示为

两种控制方式下输出电容放电时间随输入电压变化曲线如图16所示。由图可知，采用开关周期最优利用率控制后，电容放电时间在各输入电压下均减小。

输出电容是用来平衡瞬时输入功率和输出功率的，因此两种控制方式下的输出电压纹波表达式为

根据式(39)、(40)、(41)和(42)，可以求出输出电压纹波随电压变化关系，如图17所示。由图可知，输入电压从176vac增加到264vac的过程中，采用定占空比控制时，输出电压纹波由2.351v减小到2.182v，采用开关周期最优利用率后，输出电压纹波由1.989v减小到1.742v。与定占空比控制相比，开关周期最优利用率控制下的输出电压纹波明显减小，大大改善了变换器的性能。

5本发明采用开关周期最优利用率控制dcm降压pfc变换器

结合图18，输入电压经第一电阻r1和第二电阻r2分压得到va＝kvgvm|sinωt|，其中kvg是分压系数。峰值检测电路由第三电阻r3，第一二极管d1，第四电阻r4和第一电容器c1组成，因此vb＝kvgvm。令r5/r6＝r8/r7＝2，则减法器的输出为vc＝kvgvm-0.5kvgvm|sinωt|。输出电压vo通过第九电阻r9和第十电阻r10分压，然后与5.1v的参考电压vref进行比较，经误差放大器调整的误差信号vea与信号vb，vc一起接入乘法器的输入端，乘法器的输出信号为vd＝vea·vc/vb＝vea(1-|sinωt|)。如果vd与振幅为vramp的锯齿信号相交，我们可以看到占空比变化如式(23)所示，当主电路参数确定且电路稳定运行时，有vea/vramp＝d0。具体电路如下：

本发明的开关周期最优利用率控制的dcm降压pfc变换器，包括主功率电路1和控制电路，所述主功率电路1包括输入电压源vin、emi滤波器、二极管整流电路rb、开关管q、二极管d、电感l、滤波电容co和负载rld，其中输入电压源vin与emi滤波器的输入端口连接，emi滤波器的输出端口与整流电路rb连接，整流电路rb的输出正向端与开关管q的漏极连接，整流电路rb的输出负向端为参考电位零点，开关管q的源极与续流二极管d的负极连接，同时接储能电感的一端，二极管d的正极与参考电位零点连接，电感l的另一端与输出电容co连接，同时接输出负载rld，输出电容co及负载rld的另一端均与零电位点连接，负载rld两端的电压为输出电压vo；所述的控制电路包括分压跟随电路2、峰值检测电流3、减法电路4、乘法器5、输出电压反馈调节电路6、pwm调制及驱动电路7，其中分压跟随电路2的输入端与整流电路rb的正极连接，分压跟随电路2的输出端a分别与峰值检测电路3和减法电路4的负向输入端连接，峰值检测电路3的输出端b分别与减法电路4的正向输入端和乘法器5的第三个输入端连接，减法电路4的输出端c与乘法器5的第一个输入端连接，主功率电路1的输出电压正端与输出电压反馈调节电路6的输入端连接，输出电压反馈调节电路6的输出端与乘法器5的第二个输入端连接，乘法器5的输出端d与pwm调制及驱动电路7的输入端连接，pwm调制及驱动电路7的输出端与开关管q的栅极连接。

所述的分压跟随电路2包括第一电阻r1、第二电阻r2、第一运算放大器a1；其中第一电阻r1的一端与二极管整流电路输出端vg正极连接，第一电阻r1的另一端与第二电阻r2一端连接，两电阻的公共端接入第一运算放大器a1的正向输入端，第二电阻r2的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器a1的反向输入端与输出端a直接连接，构成同相电压跟随器。

所述峰值检测电路3包括第三电阻r3、第一二极管d1、第一电容c1、第四电阻r4、第二运算放大器a2；其中第三电阻r3的一端与分压跟随电路2的输出端a连接，第三电阻r3的另一端与第一二极管d1正极串联后再与第二运算放大器a2的正相输入端连接，第一电容c1与第四电阻r4并联后一端与第二运算放大器a2的正相输入端连接、另一端接参考电位零点，第二运算放大器a2的反相输入端与输出端c直接连接。

所述减法电路4包括第五电阻r5、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第三运算放大器a3；其中第五电阻r5的两端分别与第一运算放大器a1的输出端和第三运算放大器a3的反向输入端连接，第六电阻r6的两端分别与第三运算放大器a3的反向输入端和输出端连接，第七电阻r7的两端分别与第二运算放大器a2的输出端和第三运算放大器a3的正向输入端连接，第八电阻r8的两端分别与第三运算放大器a3的正向输入端和参考电位零点连接。

所述电压反馈调节电路6包括第九电阻r9、第十电阻r10、第十一电阻r11、第二电容c2、第四运算放大器a4；其中第九电阻r9的两端分别与主功率电路的输出端和第四运算放大器a4的反向输入端连接，第十电阻r10的两端分别与第四运算放大器a4的反向输入端和参考电位零点连接，第十一电阻r11和第二电容c2串联后一端与第四运算放大器a4的反向输入端连接，另一端与第四运算放大器a4的输出端连接。

所述pwm调制及驱动电路7包括第五运算放大器a5、第六运算放大器a6、rs触发器、分频器、第二二极管d2、第三二极管d3、驱动电阻rd；其中第五运算放大器a5的正向输入端与乘法器的输出端相连，第五运算放大器a5的反向输入端与输出端直接连接，第六运算放大器a6的正向输入端与第五运算放大器a5的输出端相连，第六运算放大器a6的反向输入端接给定的三角波信号，第六运算放大器a6的输出端与rs触发器的r端连接，rs触发器的s端接时钟信号，rs触发器的输出端与分频器的输入端连接，分频器的输出端分别与第二二极管d2和第三二极管d3连接，第二二极管d2和第三二极管d3并接后与驱动电阻rd的一端连接，驱动电阻rd的另一端与开关管q的栅极连接。

综上所述，本发明的开关周期最优利用率控制dcm降压pfc变换器，在保证pf值满足基本要求的情况下，通过提高开关周期利用率，增大了临界电感值，减小了电感电流峰值及有效值，提高了变换器的效率，同时减小了输出电压纹波。