一种有源电力滤波器改进型指定次谐波电流补偿控制方法与流程

本发明涉及一种有源电力滤波器谐波电流补偿控制的技术领域，特别是涉及一种有源电力滤波器改进型指定次谐波电流补偿控制方法。

背景技术：

目前，不可控整流性负载等非线性装置广泛的应用于工业和民用场合，由此带来的电网污染问题也越来越显著。有源电力滤波器(activepowerfilter，apf)是抑制谐波的有效方法之一。

由于谐波电流的提取算法及谐波电流补偿的控制方法决定了apf的补偿性能。但受限于采样和数字控制等因素带来的延时，不同频次的谐波电流的采样值与实际值之间或多或少都存在一定程度的相位差。例如：现有技术中采用基于多同步旋转坐标系的指定次谐波提取算法，解决了各次谐波电流在提取时出现的延时问题，但这种算法只是将谐波电流提取出来直接作为谐波电流指令而没有对其进行闭环控制，补偿精度有所欠缺；还如：将谐波电流和补偿电流都进行旋转坐标变换并设计了谐波电流pi调节器，但这种算法基于fpga开发，程序设计复杂，实现难度大；还如：采用基于多同步旋转坐标系对各次谐波电流进行pi闭环调节，保证谐波电流补偿精度，电流调节采用的是解耦控制；还如：提出了一种无差拍控制方法，该控制方法具有无过冲、响应迅速的优点，非常适用于暂态控制，但由于这种控制方法没有积分作用，不能消除静差，综上所述目前在谐波电流稳态控制精度上均存在以下几个问题需要改进：系统的动态性能差、稳态精度低等问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种有源电力滤波器改进型指定次谐波电流补偿控制方法，它能有效的解决背景技术中存在的问题，其基于多同步旋转坐标系的指定次谐波电流的改进型控制方法，该控制方法在分频补偿谐波电流的基础上，将pi控制和无差拍控制相结合，既保证了指定次谐波电流的高精度补偿，又保证了系统的动态性能。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种有源电力滤波器改进型指定次谐波电流补偿控制方法，包括将所提取到的各次谐波电流直接作为谐波电流指令的并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制电路，所述并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制电路包括采用传统的pi控制器维持电容电压在一个恒定值的直流母线电压控制单元、n次负序谐波电流的提取单元、连接于每一次负序谐波电流的提取单元tⁿabc-dqn后的数字低通滤波器lpf、n次正序谐波电流的提取单元和锁相环，在每一个数字低通滤波器lpf后连接一个正序谐波电流提取单元t^pabc-dqn，n次正序谐波电流的提取单元最终连接一个无差拍控制器，所述锁相环为后续控制环节提供相位基准，n次负序谐波电流的提取单元、n次正序谐波电流的提取单元分别为n次负序谐波电流和n次正序谐波电流由abc静止坐标系向dq同步旋转坐标系变换的矩阵，对并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制电路中各次谐波电流进行pi闭环控制，同时通过对基波电流指令值和谐波电流指令值叠加后通过无差拍控制器得到功率开关管的开关信号，最终实现对谐波指令电流的跟踪，其中：ea、eb、ec为公共耦合点的三相电源电压，iga、igb、igc为电网电流，ila、ilb、ilc为负载电流，ifa、ifb、ifc为apf输出的补偿电流。

为了提高各次谐波补偿精度，谐波电流指令值叠加的具体方法是对分频谐波电流检测和控制的步骤：具体步骤如下：n次正序或负序谐波电流经过n倍基波角频率同步旋转坐标变换后会表现为直流量，其他次谐波电流则会表现为频率较高的交流量，通过数字低通滤波器lpf，再进行坐标反变换，同时加上延时补偿角后能够提取到n次正序或负序谐波电流，在旋转坐标变换之前先将有源电力滤波器的补偿电流与负载电流做差，再进行坐标变换，在数字低通滤波器lpf后对d、q轴谐波电流分量进行pi调节，最后反坐标变换，同时加上相位补偿δθn得到谐波指令，然后实现指定次谐波电流的无静差控制；在本步骤中从电流采样到pwm输出，存在一个采样周期的延时，对于不同频率的谐波，其延迟时间为

δθt＝2πft(1)

其中，t为采样周期，f为电网频率。另外，还应该考虑到硬件采样环节中来自rc低通滤波器带来的相移，相位延迟时间为

δθrc＝-arctan(2πnfrc)(2)

其中，n为谐波次数，r和c分别为rc低通滤波器的电阻值和电容值。

δθn＝δθt+δθrc(3)

为了便于推导，所述无差拍控制器(3)的控制步骤如下：将有源电力滤波器的主电路进行简化，然后根据基尔霍夫电压定律，可得

定义开关逻辑函数sx为

其中，x＝a、b、c，且

uxn＝sxudc(6)

将式(6)代入式(4)可得

将式(7)中的微分项离散化为

其中式中，ts为开关周期，fs为开关频率，ifx(k)为有源电力滤波器的第x相在第k拍时的实际输出电流，ifx(k+1)为第x相下一拍电流指令值i^*fx；

最后设sa、sb、sc在一个开关周期内的平均值为占空比da、db、dc，结合式(7)、式(8)可得无差拍控制器为

式(9)计算后所得的占空比经调制后输出至每个桥臂的功率开关器件，最终实现谐波指令电流的跟踪。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：该控制方法通过对各次谐波电流进行pi闭环控制，以达到较好的稳态补偿效果；通过无差拍控制解决系统补偿的动态响应问题，实现了指定次谐波电流的补偿，同时保证了系统的动态性能和稳态精度。

附图说明

图1是本实施例中并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制电路示意图；

图2是本实施例中指定次谐波电流提取及控制电路示意图；

图3是本实施例中并联型有源电力滤波器系统的结构示意图；

图4是本实施例中未补偿的网测电流波形及其频谱的示意图；

图5是本实施例中提到的策略i补偿5次的谐波实验波形；

图6是本实施例中提到的策略ii补偿5次的谐波实验波形；

图7是本实施例中提到的策略i补偿5、7、11、13、17次谐波实验波形；

图8是本实施例中提到的策略ii补偿5、7、11、13、17次谐波实验波形；

图9是本实施例中突加载实验电流波形。

附图标记中：1.直流母线电压控制单元；2.n次负序谐波电流的提取单元；3.无差拍控制器；4.锁相环；5.n次正序谐波电流的提取单元；6.pi闭环控制。

具体实施方式

下面结合本实施例对本发明作进一步说明。

实施例一：

如图1所示，本实施例提供的一种有源电力滤波器改进型指定次谐波电流补偿控制方法，包括将所提取到的各次谐波电流直接作为谐波电流指令的并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制电路，所述并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制电路包括采用传统的pi控制器维持电容电压在一个恒定值的直流母线电压控制单元1、n次负序谐波电流的提取单元2、连接于每一次负序谐波电流的提取单元tⁿabc-dqn后的数字低通滤波器lpf、n次正序谐波电流的提取单元5和锁相环4，在每一个数字低通滤波器lpf后连接一个正序谐波电流提取单元t^pabc-dqn，n次正序谐波电流的提取单元5最终连接一个无差拍控制器3，所述锁相环4为后续控制环节提供相位基准，n次负序谐波电流的提取单元2、n次正序谐波电流的提取单元5分别为n次负序谐波电流和n次正序谐波电流由abc静止坐标系向dq同步旋转坐标系变换的矩阵，对并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制电路中各次谐波电流进行pi闭环控制6，同时通过对基波电流指令值和谐波电流指令值叠加后通过无差拍控制器3得到功率开关管的开关信号，最终实现对谐波指令电流的跟踪，其中：ea、eb、ec为公共耦合点的三相电源电压，iga、igb、igc为电网电流，ila、ilb、ilc为负载电流，ifa、ifb、ifc为apf输出的补偿电流。

为了提高各次谐波补偿精度，谐波电流指令值叠加的具体方法是对分频谐波电流检测和控制的步骤：具体步骤如下：n次正序或负序谐波电流经过n倍基波角频率同步旋转坐标变换后会表现为直流量，其他次谐波电流则会表现为频率较高的交流量，通过数字低通滤波器lpf，再进行坐标反变换，同时加上延时补偿角后能够提取到n次正序或负序谐波电流，在旋转坐标变换之前先将有源电力滤波器的补偿电流与负载电流做差，再进行坐标变换，在数字低通滤波器lpf后对d、q轴谐波电流分量进行pi调节，最后反坐标变换，同时加上相位补偿δθn得到谐波指令，然后实现指定次谐波电流的无静差控制；在本步骤中从电流采样到pwm输出，存在一个采样周期的延时，对于不同频率的谐波，其延迟时间为

δθt＝2πft(1)

其中，t为采样周期，f为电网频率。另外，还应该考虑到硬件采样环节中来自rc低通滤波器带来的相移，相位延迟时间为

δθrc＝-arctan(2πnfrc)(2)

其中，n为谐波次数，r和c分别为rc低通滤波器的电阻值和电容值。

δθn＝δθt+δθrc(3)

为了便于推导，所述无差拍控制器3的控制步骤如下：将有源电力滤波器的主电路进行简化，然后根据基尔霍夫电压定律，可得

定义开关逻辑函数sx为

其中，x＝a、b、c，且

uxn＝sxudc(6)

将式(6)代入式(4)可得

将式(7)中的微分项离散化为

其中式中，ts为开关周期，fs为开关频率，ifx(k)为有源电力滤波器的第x相在第k拍时的实际输出电流，ifx(k+1)为第x相下一拍电流指令值i^*fx；

最后设sa、sb、sc在一个开关周期内的平均值为占空比da、db、dc，结合式(7)、式(8)可得无差拍控制器3为

式(9)计算后所得的占空比经调制后输出至每个桥臂的功率开关器件，最终实现谐波指令电流的跟踪。

经验试验认证：

对上述方法进行认证，在实验平台上分别对现有的并联型有源电力滤波器改进型指定次谐波电流控制方法，即谐波电流控制无pi控制简称策略i和本发明方法的有pi控制简称策略ii的两种情况均进行(附图说明中提到的策略ii和策略i这部分已经说明)实验验证，下表1列出了具体的实验参数。实验平台采用三相不控整流电流(rc型负载)作为非线性负载产生谐波。

表1并联型apf实验参数

图4(a)为投入负载，未投入apf时网侧电流iga的波形，thdi为24.36％，由图4(b)可以看出，网侧电流iga所含的谐波主要为6k±1(k＝1，2，3，…)次，频率越高谐波含量越低。

图5(a)、图6(a)为投入apf分别采用策略i和策略ii补偿负载5次谐波电流后网侧电流iga的波形。策略i的补偿效果如图5(b)所示，电网电流iga的hri5由未投入时的23.07％降低至9.1％，thdi由未投入时的24.36％降低至13.26％；策略ii的补偿效果如图6(b)所示，电网电流iga的hri5由未投入时的23.07％降低至0.68％，thdi由未投入时的22.66％降低至9.11％。与策略i相比，由于引入了谐波电流的闭环控制，因此策略ii可以实现高精度的5次谐波补偿。

图7(a)、图8(a)为投入apf分别采用策略i和策略ii补偿5、7、11、13、17次谐波后的网侧电流iga的波形，两种策略具体补偿效果如表2所示。策略i补偿后，thdi由未投入时的24.36％降低至7.89％；策略ii补偿后，thdi由未投入时的24.36％降低至3.49％。与策略i相比，策略ii可以实现高精度的分次谐波补偿，能够保证系统的稳态性能。

表2补偿前后各次谐波畸变率

为验证所研究控制方法的动态响应，对以上两种策略进行了突加载实验。如图9所示，当突加负载，策略i和策略ii都大约用时16ms无过冲的达到稳定补偿。说明了无差拍控制器(3)能使系统快速无过冲的补偿谐波电流，保证了系统的动态响应。本实施例保证了apf对各次谐波的高精度补偿及良好的动态响应，通过与无pi控制的谐波电流控制方法进行实验对比，验证了本文所提出的控制方法的有效性。