一种反激输出高压二极管替代电路的制作方法

本发明涉及电学领域，尤其涉及一种反激输出高压二极管替代电路。

背景技术：

LED驱动电源使用反激拓扑实现时，当输出电压较高时，对输出整流二极管的反向耐压要求相应提高了，输出电压越高EMI越差，但现在应用比较广泛的高压二极管反向耐压也仅有1200V，而且反向恢复慢，价格很高，可靠性也没有常见的快恢复二极管高。

图1是常见的反激拓扑图，反激电源输出二极管的电压应力随着输出电压升高而升高，且存在电压尖峰,具体表述为：Vdiode＝Vin/N+Vo+Vspike，其中Vdiode表示输出二极管的电压峰值，Vin表示反激变换器的输入电压，N表示变压器的匝比，匝比＝Np/Ns，Vo表示输出电压，Vspike表示尖峰电压部分。当输出电压比较高时，比如300V以上时，由于常规的二极管最大规格一般为1200V，而反激的电压尖峰在启动及雷击浪涌测试时会到300V甚至500V，可知在这种情况下需要调整变压器匝比才能确保二极管的应力不会超过其额定值，由于这一限制，反激变换器很难达到优化设计。

一般的解决方案是再串联一个二极管，如图2所示。图2所示两个二极管在实际运用时会有不能均压的问题，这在业界是一个常识性问题。分压不均的问题与二极管的批次、散热、杂散电容等有关，换言之，若单个二极管应力需要1000V，换成二个二极管串联的时候，不能更换成两个600V或者500V的二极管，更换成2个800V的二极管会在雷击浪涌的时候出现单颗二极管应力超标的问题，并且成本增加很多，更换成2个1000V的二极管则没有实际意义。同理，若采用单个1200V的二极管会出现应力超标的问题，由于没有更高的规格二极管可选，需要被迫更换成两个1200V的二极管串联才有可能解决问题，事实上由于二极管批次问题，两个串联的形式不能完全保证解决应力超标的问题，更不用说成本的增加以及效率降低了。

为了解决二极管应力太大而无器件可选的问题，本发明提出了一种增加一个辅助二极管的方法。

技术实现要素：

为了解决现有技术存在的问题，本发明提出了降低元器件成本低，改善电磁干扰特性，反激输出高压二极管替代电路，当输出高压的时候，由于二极管耐压的问题，有可能不能采用反激拓扑，本方案使继续沿用反激拓扑成为可能。

本发明采用了以下技术方案：

本发明包括变压器、滤波单元、负载，所述的变压器包括初级绕组、铁芯以及次级绕组；还包括第一二极管、第二二极管、电压箝位单元；

所述的次级绕组串联第一二极管、第二二极管和负载；所述的次级绕组包括第一端子和第二端子，所述的第一端子连接所述的第一二极管的阳极；所述的所述的第一二极管和所述的第二二极管同向串联；所述的电压箝位单元的一端连接所述的第一二极管的阴极，所述的电压箝位单元的另一端连接所述的第二端子。

作为优选，所述的电压箝位单元包括第三二极管，所述的第三二极管的阴极连接所述的第一二极管的阴极，所述的第三二极管的阳极连接所述的第二端子。

作为优选，所述的电压箝位单元还包括三极管，所述的三极管与所述的第三二极管相互并联；所述的三极管的集电极连接所述的第一二极管的阴极，所述的三极管的发射极连接所述的第二端子。

作为优选，所述的电压箝位单元包括MOSFET，所述的MOSFET的漏极连接所述的第一二极管的阴极，所述的MOSFET的源极连接所述的第二端子。

作为优选，所述的电压箝位单元包括电阻。

作为优选，所述的第二二极管的阳极连接所述的电压箝位单元，所述的第二二极管的阴极连接负载。

作为优选，所述的第二二极管的阳极连接负载，所述的第二二极管的阴极连接所述的电压箝位单元。

作为优选，所述的滤波单元与所述的负载并联。

作为优选，所述的滤波单元为电容。

本发明的有益效果是：本发明在反激电源次级绕组Ns侧设置第一二极管VD1和第二二极管VD2，并在第一二极管VD1和第二二极管VD2之间加一个电压箝位单元。现有技术中，即加第二二极管VD2和电压箝位单元之前，当次级绕组两端的电压为下端高电压上端低电平时，第一二极管VD1的两端电压相对于输出地分别为Vo与-(Vin/N+Vspike)；Vin表示反激变换器的输入电压，N表示变压器的匝比，N＝Np/Ns，Vo表示输出电压，Vspike表示尖峰电压部分。如图5-6所示，加第二二极管VD2和电压箝位单元之后，第一二极管VD1正极电压相对于输出地为-(Vin/N+Vspike)，负极电压相对于输出地为Vf。其中Vf是电压箝位单元的正向导通压降，一般小于2V，相对于较高的输出电压，理论分析时可以认为是0。此时，电压箝位单元的下端为高电平，上端为低电平，正向导通，而第一二极管VD1的阴极为高电平，阳极为低电平，反向截止。由于加了第二二极管VD2和第三二极管VD3之后，第一二极管和第二二极管均截止，形成分压网络，反激变压器绕组两端的电压相对于输出地产生了较大差异，相当于将一个较高的电压拆分为两个电压之和，dV/dt变小，其EMI特性发生了较大改变，在实际应用时，由于变压器输出绕组及二极管产生的电磁干扰部分减小，改善了EMI性能。可见，加了第二二极管VD2和电压箝位单元之后，由于第二二极管VD2可以选择反向恢复特性较好的二极管，EMI特性相对于输出只有第一二极管VD1的时候差异较大，在某些频段的辐射有较为明显的改善。本发明降低第一二极管VD1应力，同时减小二极管dv/dt(降低电压峰值，减缓电压上升)改善电源的电磁兼容性能。将反激拓扑常规输出改为此技术方案后可用反向耐压更低、反向恢复时间更快的二极管，由于变压器的瞬态变化点的幅值大大减小，从而改善电源整体的电磁兼容性能。当输出高压的时候，由于二极管耐压的问题，有可能不能采用反激拓扑，本方案使继续沿用反激拓扑成为可能。

附图说明

图1是现有技术中的flyback反激拓扑图。

图2是采用两个二极管串联的电路图。

图3是图2两个相同型号二极管串联时的电压应力实测波形图。

图4是本发明电压箝位单元的第一种电路原理图。

图5是本发明电压箝位单元的第二种电路原理图。

图6是本发明电压箝位单元采用二极管的第一种电路原理图。

图7是本发明电压箝位单元采用二极管的第二种电路原理图。

图8是本发明电压箝位单元采用电阻的电路原理图。

图9是本发明电压箝位单元采用MOSFET的电路原理图。

图10是本发明电压箝位单元采用三极管的电路原理图。

具体实施方式

以下结合说明书附图，对本发明作进一步说明，但本发明并不局限于以下实施例。

如图4-10所示，本发明包括变压器、滤波单元、负载，所述的变压器包括初级绕组、铁芯以及次级绕组；还包括第一二极管、第二二极管、电压箝位单元；

所述的次级绕组串联第一二极管VD1、第二二极管VD2和负载；所述的次级绕组NS包括第一端子和第二端子，所述的第一端子连接所述的第一二极管VD1的阳极；所述的所述的第一二极管VD1和所述的第二二极管VD2同向串联；所述的电压箝位单元的一端连接所述的第一二极管VD1的阴极，所述的电压箝位单元的另一端连接所述的第二端子。所述的电压箝位单元包括第三二极管VD3，所述的第三二极管VD3的阴极连接所述的第一二极管VD1的阴极，所述的第三二极管VD3的阳极连接所述的第二端子。所述的电压箝位单元还包括三极管，所述的三极管与所述的第三二极管VD3相互并联；所述的三极管的集电极连接所述的第一二极管VD1的阴极，所述的三极管的发射极连接所述的第二端子。所述的电压箝位单元包括MOSFET，所述的MOSFET的漏极连接所述的第一二极管VD1的阴极，所述的MOSFET的源极连接所述的第二端子。所述的电压箝位单元包括电阻。所述的第二二极管VD2的阳极连接所述的电压箝位单元，所述的第二二极管VD2的阴极连接负载。所述的第二二极管VD2的阳极连接负载，所述的第二二极管VD2的阴极连接所述的电压箝位单元。所述的滤波单元C2与所述的负载并联。所述的滤波单元C2为电容。

实施例一

图6-7分别为本发明电压箝位单元采用第三二极管VD3的第二二极管VD2两种串联方式电路原理图。其形式包括图4-5分别所示的第二二极管VD2的两种串联方式的电路原理图。

本发明在增加了图2的基础上增加了辅助二极管，第三二极管VD3。所述的第二二极管VD2的阳极连接第三二极管VD3的阴极，所述的第二二极管VD2的阴极连接负载。为了说明工作原理，此处明确增加第三二极管VD3之后器件的选型。

假设输出电压为300V，由于第二二极管VD2加第三二极管VD3的耐压不会超过输出电压且只起导通作用不负责开关，则第二二极管VD2耐压可以选择400V级别的二极管且电流等级稍低，其成本远远低于1200V的二极管；第三二极管VD3则可以选择1A400V级别的快速二极管，耐压小的二极管成本非常低，只有几分钱。下面通过包括现有技术在内的三种方案的对比，通过表1来具体阐述本实施例的优点，

表1 三种方案对比表

方案1，即图1是常见的反激拓扑图，反激电源输出二极管的电压应力随着输出电压升高而升高，且存在电压尖峰,具体表述为：Vdiode＝Vin/N+Vo+Vspike，其中Vdiode表示输出二极管的电压峰值，Vin表示反激变换器的输入电压，N表示变压器的匝比，N＝Np/Ns，Vo表示输出电压，Vspike表示尖峰电压部分。当输出电压比较高时，比如300V以上时，由于常规的二极管最大规格一般为1200V，而反激的电压尖峰在启动及雷击浪涌测试时会到300V甚至500V，可知在这种情况下需要调整变压器匝比才能确保二极管的应力不会超过其额定值，由于这一限制，反激变换器很难达到优化设计。

方案2，如图2所示，为再串联一个二极管。图2所示两个二极管在实际运用时存在不能均压的问题，在业界属于常识性问题。如图3所示为图二两个相同型号二极管串联时的电压应力实测波形，可见两个二极管的电压是不均匀的(单颗615V)，图3只是定量说明分压不均的问题，实际如图1中的第一二极管VD1单颗的时候应力为770V。分压不均的问题与二极管的批次、散热、杂散电容等有关，换言之，若单个二极管应力需要1000V，换成二个二极管串联的时候，不能更换成两个600V或者500V的二极管，更换成2个800V的二极管会在雷击浪涌的时候出现单颗二极管应力超标的问题，并且成本增加很多，更换成2个1000V的二极管则没有实际意义。同理，若采用单个1200V的二极管会出现应力超标的问题，由于没有更高的规格二极管可选，需要被迫更换成两个1200V的二极管串联才有可能解决问题，事实上由于二极管批次问题，两个串联的形式不能完全保证解决应力超标的问题，更不用说成本的增加以及效率降低了。

方案3，即本实施一的方案，工作原理如下：当变压器的绕组电压上正下负时，第一二极管VD1及第二二极管VD2导通，两个二极管如同一个二极管一样工作，而第三二极管VD3截止，不工作；当变压器的绕组电压下正上负时，第三二极管VD3导通，第一二极管VD1截止，第二二极管VD2也截止；第二二极管VD2的电压应力即反压等于输出电压Vo，而第一二极管VD1的电压应力等于Vin/N+Vspike。因此当输出电压比较高的时候(大于300V)，可以采用1200V或者1000V的二极管，更重要的，此时不至于因为二极管应力问题无法解决而导致不能采用反激拓扑。

加了第二二极管VD2和第三二极管VD3之后，由于第二二极管VD2可以选择反向恢复特性较好的二极管，EMI特性相对于输出只有第一二极管VD1的时候差异较大，在某些频段的辐射有较为明显的改善。

需要说明的是，增加的辅助二极管第三二极管VD3由于几乎不流过电流，可以采用很便宜很小规格的器件；第二二极管VD2也可选用额定电压电流应力小的器件，成本较低；

实施例二

图中9中所述的电压箝位单元，可以为MOSFET。其形式包括图4-5分别所示的第二二极管VD2的两种串联方式的电路原理图。所述的电压箝位单元包括MOSFET，所述的MOSFET的漏极连接所述的第一二极管VD1的阴极，所述的MOSFET的源极连接所述的第二端子。当电压箝位单元是MOSFET的时候，由于有体二极管，不需要额外并联二极管，便能起到钳位作用。其原理同实施例一，在此不作赘述。

实施例三

图中10中所述的电压箝位单元，可以为三极管。其形式包括图4-5分别所示的第二二极管VD2的两种串联方式的电路原理图。当所述的电压箝位单元是三极管的时候，需要二外并联二极管。其原理同实施例一，在此不作赘述。

实施例四

图中8中所述的电压箝位单元，可以为电阻。电阻作为另一种替代方案，其成本更加低廉。其形式包括图4-5分别所示的第二二极管VD2的两种串联方式的电路原理图。工作原理如下：当变压器的绕组电压上端为高电平下端为低电平时，第一二极管VD1及第二二极管VD2导通，两个二极管如同一个二极管一样工作，与此同时，电压箝位单元的电阻中有电流通过；当变压器的绕组电压下端为高电平上端为低电平时，第一二极管VD1截止及第二二极管VD2截止，此时第一二极管VD1、第二二极管VD2和电阻中无电流通过，可视为阻值无穷大，第一二极管VD1、第二二极管VD2形成分压网络，电阻阻值较小，其分压可忽略不计。从而实现第一二极管VD1和第二二极管VD2分压的目的。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围，这些改变也应视为本发明的保护范围。