一种非隔离型三相PFC变换器的制作方法

本实用新型涉及电力电子领域，特别是涉及一种非隔离型三相PFC变换器。

背景技术：

由于近年来单体设备用电负荷的容量越来越大，大多是采用三相供电，比如电动汽车充电站等，假如没有PFC矫正功能就会对电网的电能质量破坏很大，甚至严重时会导致电网的瘫痪。

长期以来，对于三相交流输入的PFC(功率因素校正)电路，通常以升压(boost)型为主(如图1)，为三电平结构，两电容中点电位与电网中点的电位基本相同，通过双向开关分别控制对应相的电流。开关合上的对应相的电流幅度值增大，开关断开时对应桥臂上的二极管导通电路，在输出电压的的作用下Boost电感上的电流减小，从而实现对电流的控制。但Boost升压型输出电压较高，未能保证PF(功率因素)值及THDI(电流谐波畸变总数)指标较好，如输入标称三相三线380VAC的，输出一般都在720V左右，甚至在800V，而常规的性能较好的功率管在650V以下，近年来有出现电压稍高的1200V左右的SIC等新型开关器件，但成本高昂；因此，后端的直流变换器局限于功率器件的有限性，要兼顾效率及其他因素，处理起来较为麻烦。为此，迫切需要寻求既能满足电能质量并且电压低的PFC电路，即是降压式PFC，因此大家除在继续使用较为典型的升压式PFC电路外，也开始探索降压(BUCK)式的PFC变换器。

如图2所示，于2012年在27届IEEE电力电子应用博览会(Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC 2012)27th)上发表发布的论文《Swiss rectifier—A novel three-phase buck-type PFC topology for Electric Vehicle battery charging》，介绍了近年来较为典型降压型PFC电路，其中较为典型的SWiSS RECTIFER电路，其相比6-switch buck-type PFC电路(图3)进行了创新和演变，其声称损耗更低，效率更高。从细致分析来看，确实通过减少高频开关管的轮换，以及在电流回路中的开关器件的数量减少可以实现其声称的改进，但在体积有限或者成本要求相对较高的场所，该电路也有它的一些局限性，如功率器件的数量较多(图2为16个，图3为12个)，特别是开关管，由于每个开关管(或者开关单元)的电位不同，其都需要一个独立的驱动电源，因此驱动线路较多且复杂，从做实际产品的角度来说，Swiss rectifier与6-switch buck-type PFC相比在控制及成本上并没有太大的优势，尤其是在功率密度要求较高的场合，反倒因为器件数量的增多成为劣势。

以上背景技术内容的公开仅用于辅助理解本实用新型的发明构思及技术方案，其并不必然属于本专利申请的现有技术，在没有明确的证据表明上述内容在本专利申请的申请日已经公开的情况下，上述背景技术不应当用于评价本申请的新颖性和创造性。

技术实现要素：

本实用新型目的在于提出一种非隔离型三相PFC变换器，以解决上述现有技术存在的结构复杂导致的不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。

为此，本实用新型提出一种非隔离型三相PFC变换器，包括开关单元、整流单元和储能续流单元，所述开关单元包括三个开关组，三个所述开关组分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上；三个所述开关组分别通过三根相线与所述整流单元连接；所述储能续流单元包括第一至第二续流电感和滤波电容，所述整流单元的正极端通过正极母线与第一续流电感一端串联，负极端通过负极母线与第二续流电感一端串联，所述正极母线与负极母线之间设有所述滤波电容，所述第一续流电感的另一端和所述第二续流电感的另一端分别与所述滤波电容的两端连接。

优选地，所述开关组包括第一功率开关和第二功率开关；所述第一功率开关和所述第二功率开关通过同一所述驱动单元、同一个驱动信号进行驱动，所述第一功率开关和所述第二功率开关的源极相向设置；或，所述第一功率开关和所述第二功率开关各自通过独立的所述驱动单元、驱动信号进行驱动，所述第一功率开关和所述第二功率开关的源极相背设置。

优选地，所述第一功率开关和所述第二功率开关为MOS管或IGBT管。

优选地，所述正极母线和所述负极母线间的输出电压的幅值范围最高为三相相电压VIN的√3*√2*(√3/2)倍。

优选地，还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述开关单元前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述开关单元。

同时，本实用新型还提出了一种非隔离型三相PFC变换器，包括至少两个如上任一所述的PFC变换器，各个PFC变换器之间以并联或者交错并联连接。

本实用新型与现有技术对比的有益效果包括：

从结构上，本实用新型克服了传统的升压型PFC电路的缺陷，使得后端的直流变换器不用局限于功率器件的有限性，本实用新型提出的降压型PFC变换器，也改变了传统降压式的实现形式，具有更为简单的拓扑结构，相比6-switch buck-type PFC可以节省驱动电路(包含供电)，相比Swiss rectifier除可以节省驱动电路(包含供电)外，还可以节省很多功率器件，因此整个交直流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于高效率及高功率密度需求场合，优势十分明显；

从功能上，该拓扑结构结合控制方法能有效保证的各相电路的导通或电感电流工作于连续状态，因此具有较好的PF值以及THDI，同时因为，设置的对称电感(第一续流电感L1和第二续流电感L2)，结合滤波电容，有利于提高非隔离型的变换器的EMI性能或获得较好的PF值以及THDI。

从控制上，由于结构上的简化，功率元器件的减少，进而降低了控制的难度，从PFC功能的开关操作来看，通过对其中一个开关组施加“高”驱动状态的PWM驱动信号，对其他两个开关组实行PWM驱动状态的驱动信号，由此，可简化控制方法。

所以本实用新型在高功率密度场合，优势十分明显，如全砖模块大小的三相PFC，满足高精尖产品需要。

附图说明

图1是现有的升压式PFC电路结构示意图。

图2是现有的SWiSS RECTIFER电路示意图。

图3是现有的6-switch buck-type PFC电路示意图。

图4是本实用新型实施例1的非隔离型三相PFC变换器的示意图。

图5是本实用新型实施例1的三相电压波形示意及交汇点定义示意图。

图6是本实用新型实施例1的AC-BC区间AB向导通回路示意图。

图7是本实用新型实施例1的AC-BC区间BC相续流回路示意图。

图8是本实用新型实施例1的AC-BC区间AC相续流回路示意图。

图9是本实用新型实施例1的AC-BC区间电感电流续流回路示意图。

图10是单续流电感(正边)电路的负边电位变化示意图。

图11是本实用新型实施例1的等效变换示意图。

图12是本实用新型实施例1的电位等效变换波形示意图。

图13是本实用新型实施例1三相交流周期内各开关组驱动波形关系示意。

图14是本实用新型实施例1的变形实施例2的结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式并对照附图对本实用新型作进一步详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本实用新型的范围及其应用。

参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非另外特别说明。

实施例1：

如图4所示，本实施例提出了一种非隔离型三相PFC变换器，包括开关单元、整流单元、储能续流单元，所述开关单元包括三个开关组，三个所述开关组分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上；三个所述开关组分别通过三根相线与所述整流单元连接；所述储能续流单元包括第一至第二续流电感和滤波电容，所述整流单元的正极端通过正极母线与第一续流电感一端串联，负极端通过负极母线与第二续流电感一端串联，所述正极母线与负极母线之间设有所述滤波电容，所述第一续流电感的另一端和所述第二续流电感的另一端分别与所述滤波电容的两端连接。

如图4所示，从输入端输入的三相电源，包括A相、B相、及C相，其三个相线的电压信号可参考图5，彼此相差120度的相位，由于实际输入的电源信号可能存在跳变或者极性突变的，所以本实施例示出的电压波形为了便于后文叙述，以标准的波形作为参考。本实施例示出的变换器还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述开关单元前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述开关单元，为了大大衰减经电源传入的EMI信号，保护设备免受其害，如图4所示，本实施例在三相三线输入端的输入滤波器为EMI滤波器，设置EMI滤波器也能有效地控制设备本身产生的EMI信号，防止它进入电网，污染电磁环境，危害其他设备，在本实施例其他变通实施例中，还可以是其他类型的滤波器。

EMI滤波器的输出侧连接着开关单元，开关单元负责执行功率因素校正的开关操作，开关单元的三个开关组为双向开关，每个开关组包括两个高频开通的半导体功率开关(第一功率开关和第二功率开关)，如图4所示，A相上包括开关组Q1Q2，B相上包括开关组Q3Q4，C相上包括开关组Q5Q6，该半导体功率开关可以为MOS管、IGBT管，本领域的技术人员应该理解到，本实用新型不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行开关操作的功率元件。A、B、C相的各自的开关组之间不共用同一个驱动电源和同一个驱动信号；同一相上的两个半导体功率开关可以共用一个驱动电源和同一个驱动信号，也可以各自独立驱动。以MOS管为例，当两个MOS管的源极相向设置时，可以共用一个驱动电源及同一个驱动信号；当两个MOS管的源极相背设置时，可以各自独立驱动。共用一个驱动电源及同一个驱动信号可以使得本实施例的结构更简单，不需要设置太多的驱动单元，对于体积有限或者成本要求相对较高的场所，具有直接的优势。

如图4所示，整流单元为全桥式的整流器，包括设置桥臂上的6个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6。二极管D1的阳极侧和D4的阴极侧与A相线路相连，D2的阳极侧和D5的阴极侧与B相线路相连、D3的阳极侧和D6的阴极侧与C相线路相连，D1、D2、D3的阴极侧为整流单元的正极侧，其与正极母线BUS+连接，D4、D5、D6的阳极侧为整流单元的负极侧，其与负极母线BUS-连接。D1、D2、D3的阴极侧通过正极母线BUS+与第一续流电感L1一端连接，D4、D5、D6的阳极侧通过负极母线BUS+与第二续流电感L2和第二续流电感L2一端连接。

如图4所示，第一续流电感L1的另一端为变换器的正极输出端，第二续流电感L2的另一端为变换器的负极输出端，正极输出端与负极输出端之间可接负载(或可等效为负载的电路)，负载侧的输出电压的幅值范围最高为三相相电压VIN的√3*√2*(√3/2)，VIN为相电压有效值。正极输出端与负极输出端之间设有滤波电容C1，滤波电容C1能使直流输出平稳，降低交变脉动波纹对电子电路的影响，同时还可吸收电子电路工作过程中产生的电流波动和经由交流电源串入的干扰，使得电子电路的工作性能更加稳定。

本实施例因为是非隔离型的PFC变换器，如果经过整流单元整流后只有单边电感来续流(仅在正极母线或负极母线上设置续流电感)，在负极母线(BUS-)或正极母线(BUS+)没有电感，因此输出端的电位会随着输入侧开关单元的开通和关断产生电位变化，如图10所示只有正边有续流电感时，当由于开关单元的开通和关断使三相中任意两相形成回路，在输出侧有输入电流时，则其电位与最负输入相的电位一致，当其中两相的开关组驱动电压为“0”状态时，即不构成回路时，则其电位与一直为“1“状态的(或者中间幅值相)的电位一致，因此无续流电感侧的电位会形成一个高频变化的脉冲电位差，瞬间的幅值最大变动可高达如图10所示的1.5倍Vp，Vp为相电压的最高峰值电压，因此对后端接非隔离型负载的电磁干扰较大，对输出用电设备影响较大，这将在实际使用中受到局限。

所以，如图4所示，设置两个对称的第一续流电感L1和第二续流电感L2，用于改善非隔离型变换器的EMI性能，将两个对称的续流电感的电路结构进行等效，等效电路图如图11所示，从图11中可以看出，相当于在输出侧设置了两个电容C/2，负载与这两个电容C/2并联，两个电容C/2的中点定义为等效中点，由于整流侧的对称性，因此输入侧导通有电流回路时，等效中点则是弦波中间值；当输入的开关单元(最大占空比)完全关闭后，输出侧依然是完全对称的，因此可以看作其相对电位没有任何变化，不会出现被强制性箝位到中间幅值电压相(或者“1”状态的电压相)的可能，解决了高频变化的脉冲电位差的问题，因此对后端接非隔离型负载的电磁干扰较小。由此，正极输出端(BUS-)的电位将不与最负输入相的电位一致；等效中点与负极输出端(BUS-)之间的电位如为图12中所示的V-，等效中点与正极输出端(BUS+)之间的电位为如图12中所示的V+，等效中点的电位如图12中所示的虚拟参考点的电压；滤波电容C1配合在正极母线和负极母线对称设置的两个电感(第一续流电感L1和第二续流电感L2)，能起到减少串扰。

如图5所示，输入A代表输入A相(Phase A)，输入B代表输入B相(Phase B)，输入C代表输入C相(Phase C)；为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°(下一周期的30°点)为一个完整周期，因此如图5所示，各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°/390°)；过零点标为“O”点。设输出电压小于任意时刻的某两相中的最大电压差值，因此降压型工作原理成立。

因此，设从AC点开始，到BC点，AC-BC区间，该区间A相与B相电压幅值绝对值高于C相，如果三路同时施加PWM驱动信号，A相与B相的回路中D1，D5受正偏电压而导通，而C相D3及D6受反偏电压而不能导通，如图6所示，Q1Q2，Q3Q4导通，电流经过开关单元及D1、L1、L2，C1、D5形成回路。当Q1Q2的驱动或者Q3Q4的驱动关闭时，则D3或者D6受正偏电压能导通与续流电感L1、L2构成续流通路，为了保证PF值，C相只能与相反方向幅值的电压导通，因此同向幅值的那一相电压先关闭(如在30°-60°或AC-O区间，A相的驱动则先于B相关闭，如图7，电流经过开关单元及D3、L1、L2、C1、D5形成回路。60°-90°或O-BC区间，B相的驱动则先于A相关闭，如图8，电流经过开关单元及D1、L1、L2、C1、D6形成回路。)，先关闭的PWM驱动模式记为“小”，后关断的PWM驱动模式记为“大”。

当AB两相的PWM驱动电压都关闭后，如果C相驱动电压仍然存在，此时，电感电流则会通过D2+D5或者D1+D4进行续流，如图9所示；如果C相驱动电压为低电平，电感电流则会通过D1+D4或者D2+D5或者D3+D6进行续流。

根据以上工作原理，如果将C相的驱动保持一直存在(高电平)，或大于等于其他两相中最大PWM的驱动电压，可将此种驱动状态简记为“高”，即此时只需要AB两相的驱动根据控制需要发对应高频PWM驱动信号就可以实现三相电压的降压整流，在该区间段可以简化对开关单元的驱动逻辑控制方法，同时也可以减少开通损耗；同时，在该区间段，各相的电流都可以导通，并跟电压同相，不会出现不控整流中的某相断流现象。因此驱动单元只要将PWM驱动信号调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。

对于其他区间段而言，以此类推，BC-BA区间，B相的驱动信号为高驱动状态，AC两相的驱动信号为PWM驱动信号，BC-O区间，C相的驱动则先于A相关闭，O-BA区间，A相的驱动则先于C相关闭；

BA-CA区间，A相的驱动信号为高驱动状态，BC两相的驱动信号为PWM驱动信号，BA-O区间，B相的驱动则先于C相关闭，O-CA区间，C相的驱动则先于B相关闭。

CA-CB区间，C相的驱动信号为高驱动状态，AB两相的驱动信号为PWM驱动信号，CA-O区间，A相的驱动则先于B相关闭，O-CB区间，B相的驱动则先于A相关闭。

CB-AB区间，B相的驱动信号为高驱动状态，AC两相的驱动信号为PWM驱动信号，CB-O区间，C相的驱动则先于A相关闭，O-AB区间，A相的驱动则先于C相关闭。

AB-AC区间，A相的驱动信号为高驱动状态，BC两相的驱动信号为PWM驱动信号，AB-O区间，B相的驱动则先于C相关闭，O-AC区间，C相的驱动则先于B相关闭。

由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各驱动波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成六个区间段，六个区间段根据上述原理，第一驱动信号、第二驱动信号和第三驱动信号的波形逻辑表如下表，其中，在同一个区间段下，“高”为第一驱动信号，其他两个PWM驱动信号为第二驱动信号和第三驱动信号，综上所述，为一个周期内Q1Q2、Q3Q4、Q5Q6的驱动信号波形逻辑表。

表一、驱动波形逻辑表

根据驱动波形逻辑表各个区间段可得，可执行如下控制方法：

检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，开始工作，对输入的三相三线电源电压信号进行锁相处理，判断三相三线电源的当前时刻所处的相位和区间段；对当前区间段下的开关单元中，对应于电压幅值绝对值最小的一相线路上的开关组，施加控制其在区间段内一直处于导通状态的第一驱动信号，并对另外两相线路上的开关组施加进行PWM控制的第二驱动信号和第三驱动信号，使得三相三线电源之间能形成导通回路，当输入不形成导通回路时，则通过储能续流单元的第一至第二续流电感进行续流并释放原储存在电感中的能量。

由上述方法无须满足续流电感电流一直连续，不同负载情况下每相电流在全周期都会通过开关的组合构成通路，因此本实施例中需要确认出处于“高”状态的对应相与下一先开通的那一相电路之间能构成回路，对另外两相施加PWM控制的第二驱动信号、第三驱动信号。

进行PWM控制的第二驱动信号、第三驱动信号，需再根据三相电压信号的过零点“O”，将原来的6个区间段分成12个区间段，根据这12个区间段来执行对应的驱动信号。以ACO区间段为例，对于C相的开关组可执行“高”驱动状态的第一驱动信号，使得该相线路一直导通；对于另外两相线路上的开关组，将加持彼此占空比不一致的PWM驱动信号，在此区间段内，B相的PWM驱动信号为“大”驱动状态的第三驱动信号，A相的PWM驱动信号为“小”驱动状态的第二驱动信号，如图13所示，第三驱动信号占空比大于第二驱动信号的占空比。通过上述控制方法，既能有效保证的各相电路的导通或电感电流工作于连续状态，以此实现高PF和低THDI；

如图13所示，总结12个不同区间下的时序图，对不同的区间段调节调节驱动的占空比，即：

当开关单元所在相的电压幅值绝对值在三相中最小时，对该开关单元加持在该区间段内保持一直开启的第一驱动信号；同时，对另外两相上的所述开关单元分别施加进行PWM控制的第二驱动信号和第三驱动信号；在所述区间段内，所述另外两相线路中，电压方向与电压幅值绝对值最小的那相线路相同的一相线路上的开关组施加所述第二驱动信号，电压方向不同的开关组施加所述第三驱动信号，所述第二驱动信号的占空比小于所述第三驱动信号的占空比。

采用上述方法能按照如下轮换方式进行：

假如某时刻下开关单元的三个开关组均导通，进行PWM控制的两个开关组所在的两相线路之间通过整流单元、第一至第二续流电感形成回路；

下一时刻时，将电压方向与电压幅值绝对值最小的相线路相同的一相线路上的开关组关闭，电压方向不同的开关组维持导通，使得维持导通的一相与电压幅值绝对值最小的一相之间通过整流单元、第一至第二续流电感形成回路，完成续流；

继续进入下一个时刻，将进行PWM控制的两相均关闭，三相中不形成回路，通过整流单元和对称设置的第一续流电感和第二续流电感进行续流；

下一时刻，将与电压幅值绝对值最小的一相电压方向相同的一相线路的开关组保持关闭，电压方向不同的一相上的开关组重新导通，重新导通的一相线路与电压幅值绝对值最小的一相线路之间形成回路，完成续流。

再进入下一时刻，将与电压幅值绝对值最小的一相电压方向相同的一相线路的开关组开启，电压方向不同开关组保持开启，此时，三相上的开关组均开启，进行PWM控制的两个开关组所在的两相线路之间形成回路，由此循环。

对应ACO区间段，该开始时，A相和B相导通，形成回路，随即，由于A相驱动信号占空比小，A相先关闭，B相与C导通，随后，两者均关闭，进入电感续流状态，由于B相驱动信号占空比大，随后B相先开启，B相与C导通，形成回路，随后A相和B相均开启，A相和B相导通，如此循环，直至ACO区间段结束，进入下一个区间段后，根据OBC区间段的特点，改变占空比。

所述第一驱动信号为PWM驱动信号，其驱动电压大于所述第二驱动信号和第三驱动信号的驱动电压；关于“高”驱动状态是一直为高电平，还是与“大”状态一致的占空比主要取决于输出负载，其差异性在于输出电压的相对波动性对负载的影响，本实施例是非隔离型电路，如果输出接非隔离型负载，则优选“高”状态只能是与“大”状态一致的驱动信号。如果输出为隔离型负载，则“高”状态两种模式驱动信号均可，但优选为与“大”状态一致的驱动信号。

从结构上，本实用新型克服了传统的升压型PFC电路的缺陷，使得后端的直流变换器不用局限于功率器件的有限性，本实用新型提出的降压型PFC变换器，也改变了传统降压式的实现形式，具有更为简单的拓扑结构，相比6-switch buck-type PFC可以节省驱动电路(包含供电)，相比Swiss rectifier除可以节省驱动电路(包含供电)外，还可以节省很多功率器件，因此整个交直流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于高效率及高功率密度需求场合，优势十分明显；

从功能上，该拓扑结构结合控制方法能有效保证的各相电路的导通或电感电流工作于连续状态，因此具有较好的PF值以及THDI，同时因为，设置的对称电感(第一续流电感L1和第二续流电感L2)，结合滤波电容，有利于提高非隔离型的变换器的EMI性能或获得较好的PF值以及THDI。

从控制上，由于结构上的简化，功率元器件的减少，进而降低了控制的难度，从PFC功能的开关操作来看，通过对其中一个开关组施加“高”驱动状态的PWM驱动信号，对其他两个开关组实行PWM驱动状态的驱动信号，由此，可简化控制方法。

所以本实用新型在高功率密度场合，优势十分明显，如全砖模块大小的三相PFC，满足高精尖产品需要。

实施例2：

如图14所示，本实施例提出了一种根据实施例1的PFC变换器的变形实施例，两个隔离型三相PFC变换器并联(或者交错并联)示意，通过实施例1所述所述的控制方法分别对至少两个并联连接的三相PFC变换器进行控制，本实施例可等效为串联谐振半桥，当变换器A与和变换器B驱动信号的工作时序错相半个高频周期，则为交错并联，这样可以使输入电流连续，并改善EMI。

本领域技术人员将认识到，对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。

尽管已经描述和叙述了被看作本实用新型的示范实施例，本领域技术人员将会明白，可以对其作出各种改变和替换，而不会脱离本实用新型的精神。另外，可以做出许多修改以将特定情况适配到本实用新型的教义，而不会脱离在此描述的本实用新型中心概念。所以，本实用新型不受限于在此披露的特定实施例，但本实用新型可能还包括属于本实用新型范围的所有实施例及其等同物。