本实用新型属于新能源分布式发电领域储能变换器的应用，具体涉及一种开关电容双向直流变换器单电源集成驱动。
背景技术：
以光伏、风电、燃料电池为代表的新能源分布式发电技术迅速发展，对于优化我国能源结构，实现经济、环境的可持续发展具有重要的战略意义。蓄电池储能系统作为一种能源缓冲单元，可以有效地改善可再生能源对电网输送功率存在波动性、间歇性的不利影响。在储能变换器中，双向直流变换器是承担蓄电池能量到高压直流母线功率双向调节的关键角色，一方面，在新能源发电量大于电网负荷需求时，将母线上多余的能量经降压型直流变换器给蓄电池充电，另一方面，在新能源发电量小于负荷需求时，将蓄电池中的电量经升压直流变换器回馈给电网，实现削峰填谷的作用。通常，在考虑蓄电池串联特性和安规的情况下，端口电压可能不超过48V，而典型直流微网的电压等级主要有 200V、270V、400V和540V几种。因此，上述直流变换器除需要满足能量双向流动，还需要具有较高的电压增益。
传统直流变换器，受主电路寄生参数和控制器性能影响，即使占空比达到接近0或1的极限状态，也很难具有较高的电压增益。功率管在极短的时间内导通，且承受相对较大的电压、电流应力，势必导致严重的开关损耗和开关噪声，效率显著降低。耦合电感和开关电容网络是目前实现非隔离高增益直流变换主要技术手段。开关电容网络通过开关切换巧妙地实现多个电容并联充电，之后再串联放电，提高变换器输出电压。与其它高增益直流变换技术相比，开关电容电感网络型具有效率高、功率密度大、易于模块化的显著优势，在中小功率型储能变换器中具有良好的应用前景。
典型的开关电容网络高增益直流变换器拓扑如图1所示。相比于传统直流变换器，基于开关电容网络的直流变换器在高增益升/降压场合，有助于减小开关器件的电压应力和无源元件的需求。为进一步提高电压增益，可以引入多个基本电压增益拓展单元构成多单元开关电容网络高增益直流变换器，如图2所示。通常2～3个单元就可以满足上述应用场合电压增益的需求。在相同电压增益下，多单元变换器一方面降低电力半导体器件和单个电容电压应力，另一方面通过降低升压占空比，减小输入电流纹波和磁性元件需求。此外，多单元开关电容网络设计灵活，可根据电压增益需求，调整基本单元的数量。
图1所示开关电容网络高增益直流变换器引入多个不共源极的开关器件，因此需要各自独立的电源模块提供驱动电压。典型的驱动电路设计如框图3所示，当驱动3个不共源极的开关器件时，需要3个隔离型驱动电源。尤其针对图2所示多单元高增益直流变换器，驱动电路需要为每一个MOSFET提供一个隔离电源。在MOSFET驱动电路中，驱动芯片结构简单且易于集成，而隔离的驱动电源包括原边的逆变电路、高频变压器和副边整流电路，显著增加了驱动电路的成本和体积。
技术实现要素：
本实用新型的目的在于提供了一直开关电容双向直流变换器单电源集成驱动，简化基于开关电容网络的高增益双向直流变换器驱动电路，实现单电源供电的低成本、小型化模块化驱动设计。
为了实现上述目的，本实用新型采用以下技术方案予以实现：
一种开关电容双向直流变换器单电源集成驱动，包括变换器主电路和驱动电路，
变换器主电路中包含N个功率管Sj和N-1个直流电容Ck，1≤j≤N，1≤k≤N-1，其中N个功率管的源极和漏极依次相连接构成串联结构，相邻的任意功率管工作状态互补；任一电容Ck分别并联在两个串联的功率管中上管Sk+1的源极和下管Sk的漏极两端，1≤k≤N-1；
驱动电路包括N个驱动芯片、一个DC-DC隔离电源模块、N个稳压电容 CPi和N-1个二极管Di，1≤i≤N；其中各驱动芯片的门极输出端vgi分别经过驱动一个电阻Rg接功率管Si门极，驱动芯片门极驱动电压的负端vsi接功率管Si源极，直流稳压电容CPi接驱动芯片输出侧正、负两端vdi和vsi之间；二极管Dj接临近的两个驱动芯片驱动电压正端vdj和vd(j+1)之间。
作为本实用新型的进一步改进，二极管D2、D3…DN的电压应力分别为电容 C1、C2…CN-1。
作为本实用新型的进一步改进，自举电容的门极电容取值满足：
其中：Qg为功率管门极电荷，VCpk为驱动电容电压，εmax为预先设定的最大电容电压跌落系数。
与现有技术相比，本实用新型具有以下有益效果：
本实用新型双向直流变换器单电源驱动电路，巧妙地结合主电路功率管工作状态，利用二极管和电容构成自举电路，为各功率管提供驱动电压，从而可以采用单个隔离电源模块供电。MOSFET驱动芯片结构简单且易于集成，而隔离的电源模块包括原边的逆变电路、高频变压器和副边整流电路，占据驱动电路成本和体积的主要部分。本实用新型通过引入二极管-电容电路网络，结合 MOSFET的导电沟道设计驱动电路，实现对多个MOSFET的单电源供电；本实用新型提出的一种适用于基于开关电容网络的高增益双向直流变换器单电源驱动电路，有助于降低驱动电路成本，提高功率密度。
本实用新型的控制方法在变换器正常工作时，任意相邻的两个功率管互补导通，在驱动电路的两种工作模式下，隔离电源的输出电容Cp1巧妙地顺序完成了对高压侧MOFET驱动芯片输出侧电容的供电，实现了多MOSFET串联结构的单电源供电。
附图说明
图1a为一种基于开关电容网络的高增益双向直流变换器主电路；
图1b为一种基于开关电容网络的高增益双向直流变换器主电路；
图1c为一种基于开关电容网络的高增益双向直流变换器主电路；
图2a为一种多单元开关电容网络高增益双向直流变换器主电路；
图2b为一种多单元开关电容网络高增益双向直流变换器主电路；
图2c为一种多单元开关电容网络高增益双向直流变换器主电路；
图3为现有开关电容网络高增益直流变换器驱动电路结构示意图(3个功率管)；
图4a为本实用新型单电源驱动电路结构示意图(3个开关)；
图4b为本实用新型单电源驱动电路结构示意图(N个开关)；
图5a为图1c变换器采用单电源驱动方案的驱动电路仿真波形一；
图5b为图1c变换器采用单电源驱动方案的驱动电路仿真波形二；
图5c为图1c变换器采用单电源驱动方案的驱动电路仿真波形三；
图5d为图1c变换器采用单电源驱动方案的驱动电路仿真波形四；
图5e为图1c变换器采用单电源驱动方案的驱动电路仿真波形五；
图5f为图1c变换器采用单电源驱动方案的驱动电路仿真波形六；
图6a为图1c变换器采用单电源驱动方案的主电路仿真波形一；
图6b为图1c变换器采用单电源驱动方案的主电路仿真波形二；
图6c为图1c变换器采用单电源驱动方案的主电路仿真波形三；
图6d为图1c变换器采用单电源驱动方案的主电路仿真波形四；
图7a为图1c变换器采用单电源驱动方案的实验波形a功率管驱动电压波形， b主电路电感电流、输出电压、功率管电压和电流波形图一；
图7b为图1c变换器采用单电源驱动方案的实验波形a功率管驱动电压波形， b主电路电感电流、输出电压、功率管电压和电流波形图二。
具体实施方式
下面结合附图对本实用新型做进一步详细的说明。
本实用新型的关键思想是利用二极管和电容元件，结合主电路开关器件工作模式设计驱动电路，巧妙地给驱动电源的电容提供充电回路，进而减小隔离驱动电源的需求。
如图4a和图4b所示，一种基于开关电容网络的高增益双向直流变换器单电源驱动电路，包括变换器主电路和驱动电路，变换器主电路中包含N个 MOSFET功率管Sj(1≤j≤N)和N-1个直流电容Ck(1≤k≤N-1)，其中N个MOSFET 功率管源极和漏极顺序连接构成串联结构，相邻的任意功率管(MOSFET)工作状态互补；任一电容Ck分别并联在两个串联功率管中上管Sk+1的源极和下管 Sk的漏极两端(1≤k≤N-1)。本专利实用新型通过引入二极管-电容电路网络，结合功率管的导电沟道设计驱动电路，实现对多个功率管的单电源供电；
具体单电源驱动电路主要特征如下：
驱动电路包括N个驱动芯片，一个DC-DC隔离电源模块，N个稳压电容 CPi(1≤i≤N)和N-1个二极管Di(1≤i≤N)；其中各驱动芯片的门极输出端vgi分别经过驱动电阻Rg接功率管Si门极(1≤i≤N)，驱动芯片门极驱动电压的负端 vsi接功率管Si源极(1≤i≤N)，直流稳压电容CPi接驱动芯片输出侧正、负两端 vdi和vsi之间(1≤i≤N)，为其提供驱动电压；二极管Dj为接临近的两个驱动芯片驱动电压正端vdj和vd(j+1)之间；
变换器正常工作时，任意相邻的两个MOSFET互补导通，包含两种工作模式，模式1：PWM＝1，此时，S1、S3、S5…Sj(j为奇数)开通，S2、S4、 S6…Sk(k为偶数)关断和模式2：PWM＝1，此时，S1、S3、S5…Sj(j为奇数)关断，S2、S4、S6…Sk(k为偶数)开通。当S1开通时，CP1经电阻Rg给S1门极充电，并经二极管D2和S1给为MOSFET驱动芯片#2稳压电容CP2供电，此时 S2关断，二极管D3承受反压截止，S3开通，稳压电容CP3经Rg给S3门极供电，并经二极管D4和S3给为驱动芯片#4稳压电容CP4充电，依次类推。当S1关断时，D2承受反压截止，S2开通，稳压电容CP2经电阻Rg给S2门极充电，并经二极管D3和S2给为驱动芯片#3稳压电容CP3供电，S3关断，二极管D2承受反压截止，依次类推。在驱动电路的两种工作模式下，隔离电源的输出电容Cp1D2巧妙地顺序完成了对高压侧MOFET驱动芯片输出侧电容的供电，实现了多 MOSFET串联结构的单电源供电。
二极管D2、D3…DN的电压应力分别为电容C1、C2…CN-1。
自举电容应提供足够的门极电荷保证MOSFET快速开通，并维持足够的门极开启电压。门极电容取值满足：
其中：Qg为MOSFET门极电荷，VCpk为驱动电容电压，εmax为预先设定的最大电容电压跌落系数。
结合4a和图4b所示，本实用新型还提供了该电路的控制方法，具体步骤如下：
假定初始时刻驱动电路中各自举电容电压为零。当输入PWM信号为逻辑1 (PWM＝1)时，所有偶数功率管关断。MOSFET驱动芯片#1输出参考高电平由隔离电源提供，因此S1顺利导通。其余奇数功率管由于对应自举电容上电压为零而无法开通。S1导通使得这一时刻S2的源极电势与S1的源极电势相等，即电容CP2的负极性端与直流稳压电容CP1的负极性端等电势，因此二极管D2正向偏置导通，直流稳压电容CP1向直流稳压电容CP2迅速充电至CP2两端电压为隔离电源输出电压，为下一时刻S2的开通做准备。
之后，当输入PWM信号为逻辑0(PWM＝0)时，所有奇数功率管关断。由于在PWM＝1期间，CP2从CP1获得储能并保持一定电压，因此驱动芯片#2输出参考高电平时可以顺利开启S2。其余偶数功率管由于对应自举电容上无电压而无法实现导通。类似的，S2导通使得这一时刻S3的源极电势与S2相等，即电容CP3的负极性端与CP2的负极性端等电势，因此D3正向偏置导通，CP2向CP3充电至两电容电压相等，为下一时刻S3的提供高电平开启电压。重复上述步骤，当电路达到稳态时，各自举电容上均可以获得近似隔离电源输出的电压，因而各功率MOSFET的顺利开启和关断均能得到保障。
稳态时，所有自举电容的电压近似为隔离电源模块的电压。功率级电路中，所有奇数功率管(S1、S3…)的源极电势固定不变，为主电路中相应电容电压；所有偶数功率管(S2、S4…)的源极电势是浮动的，随电路工作模式的周期切换而变化。当PWM＝1时，所有奇数功率管均导通，所有偶数功率管Sk的源极电势等于其相邻低位的奇数功率管Sk-1源极电势，奇数位的自举电容CP(k-1)向相邻高位的自举电容CP(k)充电。当PWM＝0时，所有偶数功率管均导通，所有偶数功率管Sk的源极电势等于其相邻高位奇数功率管Sk+1的源极电势，偶数位自举电容CP(k)向相邻高位的自举电容CP(k+1)充电。
自举电容应提供足够大的门极电荷Qg保证MOSFET快速开通，并维持足够高的门极电压保证MOSFET功率管处于导通状态。根据驱动电路工作原理，在开通MOSFET功率管的过程中，相应电容经驱动电阻给门极充电，电容电压从 Vc_max下降Vc_min，当MOSFET功率管导通时，门极电流很小，电容电压维持近似恒定。当MOSFET功率管关断后，由电源和前一级电容给当前电容充电。
实际电路中为使驱动芯片高电平输出电压稳定可靠，应尽可能减小压降ΔV。定义电压跌落系数ε为电容电压降ΔV与电容稳态电压的比值。
电容压降ΔV与MOSFET门极电荷Qg满足：
Qg＝C·ΔV (3)
联合(2)和(3)，电容取值满足：
其中：εmax为预先设定的最大电容电压跌落系数。
为验证上述新型单电源驱动电路和理论分析，本实用新型给出了一个设计实例。
驱动电路如图4a所示，主电路如图1c所示，参数如下：vin＝50V,Po＝500W, vo＝400V,fs＝100kHz,vCP1＝12V,L＝100uH,Lf＝1mH,C1＝C2＝50uF,Co＝50uF, RL＝320Ω。
图5a-图5f，给出采用本实用新型提出的单电源驱动电路，各个MOSFET 的驱动电压vGs1,vGs2,vGs3,二极管电压vD2,vD3,vGs3和电容电压vCP2，有效地实现单电源为多个MOSFET功率器件提供稳定的驱动电压并保证其可靠的开通和关断。
图6a-图6d，给出采用本实用新型单电源驱动电路，主电路电感电流、 MOSFET开关电压、电流以及输出电压波形。
图7a-图b，给出图1c主电路vin＝48V,vo＝200V,fs＝100kHz,vCP1＝12V,L＝1mH, Lf＝5mH,C1＝C2＝50uF,Co＝50uF,RL＝100Ω工况下的实验波形。仿真和实验结果与理论分析基本一致。
隔离电源占据功率器件驱动板成本和体积的主要部分。本实用新型公开了一种适用于开关电容网络高增益直流变换器的单电源驱动电路设计方法有效地简化了驱动电路设计和隔离电源的需求，尤其在主电路中开关器件较多的情况下，有助于降低驱动板器件成本，提高功率密度。
最后，需要说明的是，上述实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型思想和范围的前提下，可在上述说明的基础上进行其他不同形式的变化和改进，这些变化和改进应仍处于本实用新型创造的保护范围之中。本实用新型要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。