转换器的制作方法

在高电压直流(HVDC)输电网络中，交流(AC)电力通常转换成直流(DC)电力以经由架空线路、海底电缆和/或地下电缆输送。这种转换不需要补偿由输电介质即输电线路或电缆施加的交流电容性负载效应，并且降低每公里线路和/或电缆的成本，从而在需要长距离输电时具备高性价比。

直流电力和交流电力之间的所述转换用在必须将直流网络和交流网络互连的输电网络中。在任何所述输电网络中，交流电力与直流电力之间的每个接口处都需要设置转换器以实现所需的转换；即交流电力转换到直流电力，或者直流电力转换到交流电力。

根据本发明的一个方面，提供一种转换器，所述转换器包括用于连接到直流网络的第一直流端子和第二直流端子，所述转换器进一步包括连接在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间的至少一个支路，所述或每个支路包括：

相元件，所述相元件具有多个开关元件以及用于连接到交流网络的至少一个交流端子，所述多个开关元件配置成可切换以选择性地将所述相元件的直流侧处的直流侧电压与所述相元件的交流侧处的交流侧电压互连，所述相元件的每个开关元件配置成具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力；以及

连接到所述相元件的所述直流侧的至少一个直流侧子转换器，所述或每个直流侧子转换器配置成能够作为电压合成器操作，

其中所述转换器进一步包括控制器，所述控制器配置成选择性地控制所述或每个支路的所述相元件的所述开关元件的切换，并且配置成选择性地控制所述或每个支路的所述或每个直流侧子转换器作为电压合成器的操作；并且

其中所述控制器配置成控制所述或每个支路的所述相元件的所述开关元件的切换，以提供阻断电压以限制或阻断故障电流在交流网络与直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。

本发明的转换器的正常操作涉及所述开关元件的所述切换以及所述或每个直流侧子转换器作为电压合成器的操作，以促进所述交流网络和直流网络之间的电力输送。

所期望的是对转换器的设计进行优化，以便提供尺寸、重量和成本节约，同时为转换器提供可靠的故障阻断和穿越(ride through)能力。优化转换器设计的一种方式是将转换器中的部件数量减至最小并且将与所述转换器关联的外部硬件的数量减至最小。

发生与所述转换器关联的故障可能导致故障电流在交流网络与直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。所述故障可以是但不限于跨直流端子的短路故障，例如直流网络中的极间(pole-to-pole)直流故障。

在本发明的转换器中包括具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力的开关元件并且配置有控制器，能够提供所述或每个阻断电压从而限制或阻断在故障电流在所述交流网络与直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。换言之，限制或阻断故障电流流动所需提供的电压在所述开关元件之间分摊。尽管包括具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力的开关元件可能导致所述转换器的尺寸、重量和成本增加，但是所述增加显著小于由于包括外部故障减减硬件例如断路器而引起的相应增加。

所述或每个阻断电压可以配置成对抗所述或每个相元件的交流侧处的交流驱动电压，以便限制或阻断故障电流在所述交流网络和直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。当在所述交流网络与所述直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路的故障电流是由所述或每个相元件的所述交流侧处的交流驱动电压驱动的情况下，这提供了一种可靠方法来限制或阻断故障电流。

在本发明的优选实施例中，所述控制器可以配置成协调：所述或每个支路的所述相元件的所述开关元件的切换以提供阻断电压；以及所述或每个支路的所述直流侧子转换器或者至少一个所述直流侧子转换器的操作以便提供合成电压，使得所述阻断电压和合成电压的组合配置成限制或阻断故障电流在所述交流网络与所述直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。

优化转换器设计的另一种方式是将所述或每个直流侧子转换器的电压合成能力设计成使所述或每个直流侧子转换器的过电压合成能力降至最小(可能的情况是，出于安全性和冗余性原因而需要少量的过电压合成能力)。例如，所述或每个直流侧子转换器的电压合成能力可以设计成与所述交流网络和直流网络的正常操作电压要求相对应。

响应于故障的发生，所述或每个直流侧子转换器可以操作以提供合成电压，从而限制或阻断故障电流在所述交流网络与直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。但是，为限制或阻断所述故障电流流动而需要的由所述或每个直流侧子转换器合成的电压通常高于所述或每个直流侧子转换器的电压合成能力，所述电压合成能力设计成与所述交流网络和直流网络的正常操作电压要求相对应。在所述情况下，所述合成电压将不足以限制或阻断所述故障电流流动。

因此，为提供用于限制或阻断所述故障电流流动的足够大的合成电压，必需提高所述或每个直流侧子转换器的电压合成能力，进而导致转换器设计在尺寸、重量和成本方面无法达到最优。

在本发明的转换器中包括具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力的开关元件并且配置有控制器，能够提供所述阻断电压和合成电压的组合，从而限制或阻断故障电流在所述交流网络与直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。换言之，限制或阻断所述故障电流流动所需提供的电压在所述开关元件以及所述或每个直流侧子转换器之间分摊。这转而允许所述或每个直流侧子转换器的电压合成能力设计成将所述或每个直流侧子转换器的过电压合成能力降至最小，以实现更优化的转换器设计。尽管包括具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力的开关元件可能导致转换器尺寸、重量和成本增加，但是所述增加显著小于由于所述或每个直流侧子转换器的电压合成能力增加而引起的相应增加。

因此，本发明的转换器的配置因此导致转换器具有可靠的故障阻断和穿越能力，同时允许转换器在尺寸、重量和成本方面基于更优化的转换器设计。

所述阻断电压和合成电压的组合可以配置成对抗所述或每个相元件的所述交流侧处的交流驱动电压，以便限制或阻断故障电流在所述交流网络和直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路。当在所述交流网络与所述直流网络之间流动以及流动通过所述或每个支路的故障电流是由所述或每个相元件的所述交流侧处的交流驱动电压驱动的情况下，这提供了一种可靠方法来限制或阻断故障电流。

所述或每个直流侧子转换器的配置可以改变，以便能够作为电压合成器操作。

所述或每个直流侧子转换器可以包括至少一个模块。所述或每个模块可以包括与至少一个储能装置连接的多个模块开关。所述或每个模块中的所述多个模块开关以及所述或每个储能装置可以布置成能够组合以选择性地提供电压源。

所述或每个储能装置可以是能够储存和释放能量以提供电压的任何装置，例如电容器、燃料电池或蓄电池。

所述或每个直流侧子转换器可以包括布置成限定链环转换器(chain-link converter)的多个串联连接模块。

所述链环转换器的结构允许跨所述链环转换器的组合电压积聚到所述链环转换器中，所述组合电压高于自行提供电压的每个个体模块可提供的电压。通过这种方式，每个模块中的所述模块开关的切换使得所述链环转换器提供步进式可变电压源，从而允许使用步进近似法(stepped approximation)来产生跨所述链环转换器的电压波形。因此，所述链环转换器能够提供宽范围的复杂电压波形。

所述或每个支路的所述或每个直流侧子转换器可以包括连接在所述第一直流端子和第二直流端子之间的至少一个模块，所述或每个模块可以包括与至少一个储能装置连接的多个模块开关，所述或每个模块中的所述多个模块开关以及所述或每个储能装置可以布置成可组合以选择性地提供电压源，并且所述控制器可以配置成控制连接在第一直流端子与第二直流端子之间的所述或每个模块的所述模块开关的切换，从而将连接在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间的所述或每个模块配置成形成所述第一直流端子和第二直流端子之间的短路或开路。

所述第一直流端子和第二直流端子之间的所述短路或开路的所述形成防止连接在第一直流端子和第二直流端子之间的所述或每个模块的所述或每个储能装置放电成直流故障，所述直流故障导致出现跨所述第一直流端子和所述第二直流端子的零直流电压。

在采用所述或每个模块的本发明的实施例中，所述控制器可以配置成控制所述或每个模块的所述模块开关的切换，以选择性地将所述或每个对应电容器插入所述转换器中，从而吸收储存在所述或每个相元件的所述直流侧上的直流侧电感器中的感性电能。以所述方式配置控制器不仅加速由于所储存的感性电能引起的电流衰减时间，而且消除对用于吸收所述感性电能的单独额外硬件的需要。

在本发明的进一步实施例中，所述控制器可以配置成控制所述或每个相元件的所述开关元件的硬或软电流切换，以提供阻断电压。

在提供所述阻断电压时经历硬或软电流切换的开关元件的选择取决于所述开关元件的设计。

在高过电流电平下对所述开关元件进行硬切换可以加快提供阻断电压的响应时间，从而减少达到零电流的时间。但是，所述硬电流切换导致电流变化速率高，从而产生感性电能，这致使可能需要将所述开关元件设计成能够吸收或耗散所述感性电能。

另一方面，所述开关元件在较低过电流电平下的软切换不仅减少所产生的感性电能的量，而且还导致电流变化速率降低，从而减小相关的电压瞬变。但是，所述软电流切换导致提供所述阻断电压的响应时间减慢，从而增加达到零电流的时间。

视情况而定，本发明的转换器可以包括多个支路，每个支路的所述相元件可以经由所述或每个对应交流端子连接到多相交流网络的相应相。进一步视情况而定，所述多个支路可以以串联方式连接在所述第一直流端子与第二直流端子之间。

在采用所述多个支路的本发明的实施例中，所述控制器可以配置成控制所述相元件的所述开关元件的切换，以同时或以交错顺序提供相应的阻断电压。是同时还是以交错顺序提供相应阻断电压的选择取决于是同时还是以交错顺序达到零电流。

只要每个开关元件配置成具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力，每个开关元件的配置就可以不同。

每个开关元件可以是半导体开关元件。

每个开关元件可以包括至少一个交流开关装置。所述交流开关装置可以采用以下形式：

以反向串联方式连接的开关装置，每个开关装置配置成具有正向电压阻断能力；

以反向并联方式连接的开关装置，每个开关装置配置成具有正向电压阻断能力；

有源开关装置，所述有源开关装置配置成具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力这两者；

并联连接的两组串联连接无源开关装置，所述并联连接的两组串联连接无源开关装置以全桥布置与有源开关装置以并联方式连接。

每个开关元件可以包括与至少一个第二开关装置以反向串联方式连接的至少一个第一开关装置，所述第一开关装置和第二开关装置中的每一者配置成具有正向电压阻断能力。

所述或每个第一开关装置组装在与所述或每个第二开关装置相同的开关装置组套(stack)中。或者，所述或每个第一开关装置可以组装在与所述或每个第二开关装置不同的开关装置组套中。

所述第一开关装置的数量可以与第二开关装置的数量不同。这样使得能够将每个开关元件配置成具有不对称的正向电压阻断能力和反向电压阻断能力。

当所述第一开关装置和第二开关装置中的每一者包括栅极端子、集电极端子和发射极端子时，选定第一开关装置的所述发射极端子可以连接到选定第二开关装置的所述发射极端子，所述控制器可以包括辅助开关控制单元，所述辅助开关控制单元配置成向所述选定第一开关装置和第二开关装置的所述栅极端子发送驱动信号，或者可以包括两个辅助开关控制单元，所述两个辅助开关控制单元配置成向所述选定第一开关装置和第二开关装置的相应栅极端子发送相应的驱动信号，并且电源电路可以跨所述选定第一开关装置或第二开关装置的所述发射极端子和集电极端子连接，所述电源电路配置成供应电力以驱动所述或每个辅助开关控制单元。

跨给定开关装置的电压可以用作驱动辅助开关控制单元的电源，所述辅助开关控制单元配置成向所述给定开关装置的所述栅极端子发送驱动信号。但是，在本发明的转换器的正常操作期间，每个开关元件将在一个方向上经受电压，这意味着在本发明的转换器的正常操作期间，所述选定第一开关装置和第二开关装置中的一者将经历可以用作电源的跨其本身的电压，而所述选定第一开关装置和第二开关装置中的另一者将不会经历可以用作电源的跨其本身的电压。

所述选定第一开关装置和第二开关装置、所述辅助开关控制单元和电源电路的配置允许将跨所述选定第一开关装置和第二开关装置中的所述一者的电压用作电源，以驱动所述辅助开关控制单元不仅向所述选定第一开关装置和第二开关装置中的所述一者的所述栅极端子发送驱动信号，而且还向所述选定第一开关装置和第二开关装置中的所述另一者的所述栅极端子发送驱动信号。

每个开关元件可以配置成具有不对称的正向电压阻断能力和反向电压阻断能力。可能的情况是，本发明转换器的正常操作的电压阻断要求可能与本发明转换器的故障操作的电压阻断要求不同。因此，将每个开关元件配置成具有不对称的正向电压阻断能力和反向电压阻断能力使得每个开关元件的设计进一步优化。

所述或每个支路的结构可以如下改变。

在本发明的实施例中，所述或每个相元件可以包括以H桥连接的并联连接的两组串联连接开关元件，并且每组串联连接开关元件之间的相应接点可以限定用于连接到所述交流网络的相应交流端子。

在本发明的进一步实施例中，所述或每个直流侧子转换器可以：在对应相元件的所述直流侧处与所述对应相元件以串联方式连接；在对应相元件的所述直流侧处与所述对应相元件以并联方式连接；或者在对应相元件的所述直流侧处与包括所述对应相元件的电气块以并联方式连接。

在本发明的更进一步实施例中，所述或每个支路可以包括第一直流侧子转换器和第二直流侧子转换器，所述或每个第一直流侧子转换器可以在对应相元件的所述直流侧处与所述对应相元件以串联方式连接，并且所述或每个第二直流侧子转换器可以在对应相元件的所述直流侧处与包括所述对应相元件和第一直流侧子转换器的电气块以并联方式连接。

在所述实施例中，所述或每个支路可以进一步包括与对应第一直流侧子转换器以串联方式连接的第三直流侧子转换器，所述或每个第三直流侧子转换器可以配置成能够作为电压合成器操作，并且所述或每个第二直流侧子转换器可以连接到位于所述对应第一直流侧子转换器与第三直流侧子转换器之间的公共接点以形成“T”型布置。

现在将参照附图以非限制性示例的方式来描述本发明的优选实施例，其中：

图1示意性示出根据本发明第一实施例的转换器；

图2(a)和图2(b)分别示意性示出四象限双极模块和二象限单极模块；

图3示出交流开关装置的示例；

图4(a)至图7示出图1所示转换器的故障操作；

图8示出通过图1所示转换器及相关直流网络的续流电流(free-wheeling current)通道；

图9示意性示出根据本发明第二实施例的转换器；

图10示出图9所示转换器吸收存储在杂散电感(stray inductance)中的感性电能的操作；

图11示意性示出根据本发明第三实施例的转换器；

图12示意性示出根据本发明第四实施例的转换器；

图13示出图12所示转换器的故障操作；

图14、15(a)和15(b)示意性示出形成具有正向和反向电压阻断能力的开关元件的IGBTs(绝缘栅双极晶体管)的示例性布置；

图16示出控制故障电流的伏特时间区域(volt-time area)；以及

图17示出本发明转换器的开关元件的硬和软电流切换。

根据本发明第一实施例的转换器在图1中示出，并且总体上用参考数字30表示。

所述转换器30包括第一直流端子32和第二直流端子34，多个相元件36，多个第一直流侧子转换器39和多个第二直流侧子转换器38。

每个相元件36包括以H桥连接的并联连接的两组串联连接开关元件40。每对串联连接开关元件40之间的相应接点限定相应交流端子。每个相元件36的交流端子限定此相元件36的交流侧42。

在使用中，每个相元件36的交流端子通过多个开式二次变压器绕组44中的相应一个绕组互连。每个二次变压器绕组44与多个一次变压器绕组46中的相应一个绕组互相耦合。所述多个一次变压器绕组46以星形配置方式连接，其中每个一次变压器绕组46的第一端连接到公共接点48，并且每个一次变压器绕组46的第二端连接到三相交流网络50的相应相。通过这种方式，在使用中，每个相元件36的交流侧42连接到三相交流网络50的相应相。

公共接点48限定多个一次变压器绕组46的中性点，并且接地(未示出)。

每个第一直流侧子转换器39在所述相元件36中的相应一个相元件的直流侧处与所述相应一个相元件36以串联方式连接，以形成包括串联连接相元件36和第一直流侧子转换器39的电气块(electrical block)。每个第二直流侧子转换器38在对应相元件36的直流侧处与所述电气块中的相应一个电气块以并联方式连接，以形成相应支路。

在图示实施例中，跨第一直流端子32和第二直流端子34的直流转换器电压是第二直流侧子转换器38的直流侧子转换器电压之和。

每个直流侧子转换器38、39包括多个模块52。

每个第一直流侧子转换器39的每个模块52包括两对模块开关54以及电容器形式的储能装置56。在每个第一直流侧子转换器39中，所述多对模块开关54以全桥布置方式与电容器56并联连接，以限定能够提供负电压、零电压或正电压并且可以双向传导电流的四象限双极模块，如图2(a)中所示。

每个第二直流侧子转换器38的每个模块52包括一对模块开关54以及电容器形式的储能装置56。在每个第二直流侧子转换器38中，所述一对模块开关54以半桥布置方式与电容器56并联连接，以限定能够提供零电压或正电压并且可以双向传导电流的二象限单极模块，如图2(b)中所示。

可以设想，在本发明的其他实施例中，所述转换器的至少一个所述直流侧子转换器的至少一个模块可以替换成另一类型的模块，所述模块包括多个模块开关和至少一个储能装置，其中所述或每个其他类型模块中的所述多个模块开关以及所述或每个储能装置布置成可组合以选择性地提供电压源。例如，所述第一直流侧子转换器的至少一个模块可以替换成二象限单极模块代替并且/或者所述第二直流侧子转换器的至少一个模块可以替换成四象限双极模块。

还可以设想，在本发明的又一些其他实施例中，所述转换器的至少一个所述直流侧子转换器可以包括不同类型模块的组合，例如，包括至少一个四象限双极模块和至少一个二象限单极模块的组合。例如，所述第二直流侧子转换器中的至少一个可以包括组合，此组合中包括至少一个四象限双极模块和至少一个二象限单极模块。

所述多个支路以串联方式连接在所述第一直流端子32与第二直流端子34之间。在使用中，第一直流端子32和第二直流端子34分别连接到直流网络58的第一端子和第二端子，其中所述直流网络58的第一端子承载正直流电压，并且所述直流网络58的第二端子承载负直流电压。

每个支路的上述配置意味着在使用中，直流侧电压将出现在跨每个相元件36的并联连接的多对串联连接开关元件40处，即每个相元件36的直流侧处。

因此，在使用中，每个多个开关元件40均可切换以选择性地将对应相元件36的直流侧处的直流侧电压与对应相元件36的交流侧42处的交流侧电压互连。在图示的实施例中，每个直流侧电压是对应交流侧电压的整流形式，例如，正弦电压，反之亦然，但可能采取其他形式。

在其他实施例中，可以设想，每个相元件可以包括具有不同配置的多个开关元件，以选择性地将直流侧电压和交流侧电压互连。

每个开关元件40配置成具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力。更确切地说，每个开关元件40包括与多个交流开关装置以串联方式连接的多个IGBT。每个IGBT与反向并联二极管以并联方式连接，并且因此配置成具有正向电压阻断能力。每个交流开关装置配置成具有正向和反向电压阻断能力。交流开关装置的示例在图3中示出，并且可以采取以下形式：

以反向串联方式连接的IGBT，其中每个IGBT与反向并联二极管以并联方式连接，因此配置成具有正向电压阻断能力；

以反向并联方式连接的开关装置，其中每个以反向并联方式连接的开关装置配置成具有正向电压阻断能力，并且其中每个以反向并联方式连接的开关装置是与二极管以串联方式连接的栅极换向晶闸管(GCT)或IGBT；

有源开关装置，所述有源开关装置配置成具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力这两者；

并联连接的两组串联连接二极管，所述并联连接的两组串联连接二极管以全桥布置方式与IGBT并联连接。

对于基于IGBT-二极管串联连接的交流开关装置，如果IGBT配置成也具有反向电压阻断能力，则可以省略交流开关装置中的二极管。

IGBT的数量选择成大于交流开关装置的数量，从而为每个开关元件40提供不对称的正向和反向电压阻断能力。在图示的实施例中，每个开关元件的正向电压阻断能力高于H桥的反向电压阻断能力。所需的正向电压阻断能力水平由本说明书下文中所述的正常操作电压要求决定，并且所需的反向电压阻断能力水平由本说明书下文中所述的故障操作电压要求决定。

每个模块开关54由与二极管以反向并联方式连接的绝缘栅双极晶体管(IGBT)构成。

可以设想，在本发明的其他实施例中，每个IGBT可以替换成栅极关断晶闸管、场效应晶体管、注射增强栅极晶体管、集成栅极整流晶闸管或其他任何自换流开关装置。

还可以设想，在其他实施例中，每个二极管可以替换成能够限制电流仅在一个方向流动的任何其他装置。

进一步可以设想，在本发明的其他实施例中，每个电容器可以替换成能够储存和释放能量以提供电压的另一类型的储能装置，例如燃料电池或蓄电池。

每个直流侧子转换器38、39中的多个串联连接模块52限定链环转换器。

每个模块52的电容器56通过改变模块开关54的状态选择性地被旁路或者插入到所述链环转换器中。这样将选择性地引导电流通过电容器56或使电流绕过电容器56，以便模块52在每个第一直流侧子转换器39的情况下提供负电压、零电压或正电压，并且模块52在每个第二直流侧子转换器38的情况下提供零电压或正电压。

当模块52中的模块开关54配置成在模块52中形成短路时，将旁路模块52的电容器56。这导致链环转换器中的电流通过所述短路并且绕过电容器56，因此模块52提供零电压，即模块52配置成旁路模式(bypassed mode)。

当模块52中的模块开关54配置成允许链环转换器中的电流流入和流出电容器56时，模块52的电容器56插入到链环转换器中。然后，电容器56充电或者释放其储能，以便提供非零电压，即模块52配置成非旁路模式(non-bypassed mode)。

通过将自行提供电压的多个模块52的储能装置56插入到所述链环转换器中，所述链环转换器的结构使得组合电压可以跨所述链环转换器积聚，所述组合电压高于所述链环转换器的每个单个模块52可提供的电压。通过这种方式，每个模块52中的每个模块开关54的切换使得所述链环转换器提供步进式可变电压源，从而允许使用逐步近似法(step-wise approximation)来产生跨所述链环转换器的电压波形。因此，每个链环转换器能够提供宽范围的复杂电压波形。

第一直流侧子转换器39和第二直流侧子转换器38的配置可以分别支持它们作为电压合成器操作。

每个支路中第一直流侧子转换器39与相元件36的串联连接使得能够控制第一直流侧子转换器39作为电压合成器来改变对应相元件36的直流侧处的直流侧电压。对应相元件36的直流侧处的直流侧电压的所述改变导致对应相元件36的交流侧42处的交流侧电压也相应地改变。

每个支路中第二直流侧子转换器38与电气块的并联连接使得能够控制第二直流侧子转换器38作为电压合成器来改变跨第一直流端子32和第二直流端子34的提供给直流网络58的直流转换器电压。每个第二直流侧子转换器38也可作为电压合成器操作，以改变对应相元件36的直流侧处的直流侧电压。

所述转换器30进一步包括控制器60，所述控制器配置成控制每个支路的相元件36的开关元件40的切换，并且配置成控制每个支路的每个直流侧子转换器38、39作为电压合成器的操作。

下文将参照图4(a)到图7描述转换器30的操作。

应理解，以下数值电压值仅为示例性的，并且选择用来说明转换器30的操作。因此，以下数值电压值可以根据转换器30以及交流网络50和直流网络58的要求而变化。

在转换器30的正常操作期间，开关元件40接通和断开以将交流端子32和直流端子34互连，以促进交流网络50和直流网络58之间的电力传输。同时，第一直流侧子转换器39和第二直流侧子转换器38可作为电压合成器操作，以在对应相元件36的直流侧处形成直流侧电压，以改进在交流网络50和直流网络58之间传输的电力的质量。此外，所述支路中的第一直流侧子转换器39可作为电压合成器操作以执行直流滤波，以便使跨第一直流端子32和第二直流端子34的提供给直流网络58的直流转换器电压中的直流纹波减至最小。

在图示的实施例中，跨第一直流端子32和第二直流端子34的直流转换器电压是600kV，其中第一直流端子32处的电压为+300kV，并且第二直流端子34处的电压为-300kV。这与每个相元件36的交流侧42处的峰值为+/-314kV的交流电压相对应。因此，每个开关元件40额定为具有314kV的正向电压阻断能力，此值是串联连接IGBT和交流开关装置的正向电压阻断能力之和。每个第一直流侧子转换器额定为能够提供峰值为+/-100kV的合成电压。

在图示的实施例中，每个交流开关装置的反向电压阻断能力在转换器30的正常操作中不起作用。

发生跨第一直流端子32和第二直流端子34的短路故障时，例如直流网络58中发生极间直流故障时，可能引起故障电流在交流网络50和直流网络58之间流动并且流动通过每个支路，其中所述故障电流流动由交流驱动电压驱动，所述交流驱动电压是每个相元件36的交流侧42处的交流电压。这是因为尽管开关元件40的串联连接IGBT可以关断，但仍然会有故障电流不受控制地流动通过对应反向并联二极管。

由于跨第一直流端子32和第二直流端子34的短路故障，第二直流侧子转换器38必须总计为直流网络的直流电压，其中在固态故障(solid fault)的情况下，所述直流电压为零。同时，期望控制第二直流侧子转换器38的模块52以防止它们的电容器56放电到短路故障。

响应于短路故障，控制器60控制第二直流侧子转换器38的模块52的模块开关54的切换，从而将第二直流侧子转换38的模块52配置成形成第一直流端子32和第二直流端子34的短路或开路。图4(a)示出，位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52通过改变模块开关54的状态以旁路第二直流侧子转换器38的模块52的电容器56来形成短路。图4(b)示出，位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52通过改变模块开关54的状态以抑制电流流动通过第二直流侧子转换器38的模块52，从而形成开路。

当短路故障以对称方式影响所有三个交流相时，位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52可形成短路。通过这种方式，每个交流相可以视作通过对应第二直流侧子转换器38的模块52的旁路电容器56而单独经历直流短路。

如图5(a)所示，在位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52形成短路的同时，控制器60协调：每个支路的相元件36的开关元件40的切换以提供反向阻断电压；以及每个支路的第一直流侧子转换器39的操作以提供合成电压。由于每个支路中的故障电流流动通过第一直流侧子转换器39以及处于对角线上的一对开关元件40，因此每个开关元件40的交流开关装置43需要提供峰值为+/-107kV的反向阻断电压，使得所述处于对角线上的一对开关元件40提供214kV的反向阻断电压，所述反向阻断电压与由第一直流侧子转换器39提供的100kV合成电压相组合。通过这种方式，所述反向阻断电压和合成电压的组合配置成对抗对应相元件36的交流侧42处的峰值为+/-314kV的交流驱动电压，以阻断故障电流流动。

由于每个开关元件40的交流开关装置43需要额定为提供峰值为+/-107kV的反向阻断电压，因此对应串联连接IGBT 41的正向电压阻断能力设置成207kV，如图5(b)所示。

当位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52形成开路时，公共故障电流流动通过支路和短路故障。所述公共故障电流由瞬时处于不同值的三相交流侧电压之和驱动，如图6所示(其中详细示出作为示例的90电角度处发生的故障)。在此示例中，故障瞬间的交流侧电压为+314kV、-157kV和-157kV，因此所述公共故障电流由+/-628kV的总交流驱动电压驱动。

如图7所示，在位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52形成开路的同时，控制器60协调：每个支路的相元件36的开关元件40的切换以提供反向阻断电压；以及每个支路的第一直流侧子转换器39的操作以提供合成电压。由于公共故障电流流动通过每个支路的第一直流侧子转换器39以及处于对角线上的一对开关元件40，因此每个开关元件40的交流开关装置43需要提供峰值为约+/-55kV的反向阻断电压，使得所述处于对角线上的一对开关元件40提供328kV的反向阻断电压，所述反向阻断电压与由第一直流侧子转换器39提供的300kV合成电压相组合。通过这种方式，所述反向阻断电压和合成电压的组合配置成对抗峰值为+/-628kV的总交流驱动电压，以阻断公共故障电流流动。

由于每个开关元件40的交流开关装置43需要额定为提供峰值为约+/-55kV的反向阻断电压，因此对应串联连接IGBT的正向电压阻断能力设置成约259kV。

显然，由位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52形成开路相对于由位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52形成短路而言的优势在于，前者中每个开关元件40的所需反向电压阻断能力小于后者中每个开关元件40的所需反向电压阻断能力。

在图示的实施例中，每个开关装置40的正向电压阻断能力在转换器30的故障操作中不起作用。

转换器30直流侧上的模块52的连接会促生高杂散电感，所述杂散电感是由变压器绕组44、46和交流网络50贡献的转换器30交流侧42上的大电路电感之外的额外电感。因此，在直流网络58故障期间，在控制器60能够通过协调以下各项来对故障做出响应之前，故障电流可能升高到高电平：每个支路的相元件36的开关元件40的切换以提供反向阻断电压；以及每个支路的第一直流侧子转换器39的操作以提供合成电压。

每个开关元件40可以配置成包括能量吸收或耗散装置，例如金属氧化物变阻器，所述能量吸收或耗散装置可以用于吸收或耗散存储在交流侧电感器中的感性电能。此外，控制器60可以控制第一直流侧子转换器39的模块52的模块开关54的切换，以选择性地将对应电容器插入到转换器30中，从而吸收存储在杂散电感中的感性电能。

但是，如图8所示，当故障发生时，可能存在流动通过第二直流侧子转换器38的模块52和直流网络58的反向并联二极管的另一续流电流通道45，其中所述另一续流电流通道不包括吸收或耗散存储在杂散电感47中的感性电能的任何部件。

根据本发明第二实施例的转换器在图9中示出，并且总体上用参考数字130表示。图9所示转换器130在结构和操作上与图1所示转换器30类似，并且相似特征采用相同参考数字。

图9所示转换器130与图1所示转换器30的不同之处在于，图9所示转换器130的每个支路进一步包括相应的第三直流侧子转换器62。

在每个支路中，第三直流侧子转换器62与对应第一直流侧子转换器39以串联方式连接，其中对应第二直流侧子转换器38连接到对应第一直流侧子转换器39和第三直流侧子转换器62之间的公共接点以形成“T”型布置。

每个第三直流侧子转换器62的每个模块52包括两对模块开关54以及电容器形式的储能装置56。在每个第三直流侧子转换器62中，所述多对模块开关54以全桥布置方式与电容器56并联连接，以限定能够提供负电压、零电压或正电压并且可以双向传导电流的四象限双极模块，如图2(a)中所示。

每个第三直流侧子转换器62以与上文参考图1所示转换器30所述的每个第一子转换器39相同的方式，在结构上和操作上配置成链环转换器。因此，每个第三直流侧子转换器62配置成可作为电压合成器操作。

在图示的实施例中，跨第一直流端子32和第二直流端子34的直流转换器电压是第二直流侧子转换器38和第三直流侧子转换器62的直流侧子转换器电压之和。

每个支路中第三直流侧子转换器62的连接可使第三直流侧子转换器62作为电压合成器操作，以改变跨第一直流端子32和第二直流端子34的提供给直流网络58的直流转换器电压。

在转换器30的正常操作期间，所述支路中的第三直流侧子转换器62可作为电压合成器操作以执行直流滤波，以便使跨第一直流端子32和第二直流端子34的提供给直流网络58的直流转换器电压中的直流纹波减至最小。

在转换器30的故障操作期间，控制器60控制第一直流侧子转换器39和第三直流侧子转换器62的模块52的模块开关54的切换，以选择性地将对应电容器56插入到转换器130中并且因而插入到续流电流通道中，从而吸收存储在杂散电感中的感性电能。这点如图10中所示。以这种方式吸收感性电能将加速由所储存的感性电能引起的电流57的衰减时间。

在本发明的其他实施例中，可以设想，每个第二直流侧子转换器除了其二象限单极模块之外还可以包括至少一个四象限双极模块，以便所述控制器可以控制所述第二直流侧子转换器的所述四象限双极模块的模块开关的切换以选择性地将对应电容器插入到转换器中，从而吸收储存在杂散电感中的感性电能。

根据本发明第三实施例的转换器在图11中示出，并且总体上用参考数字230表示。图11所示转换器230在结构和操作上与图9所示转换器130类似，并且相似特征采用相同参考数字。

图11所示转换器230与图9所示转换器130的不同之外在于，只有图11所示转换器230的一个支路进一步包括第三直流侧子转换器62，所述第三直流侧子转换器与对应第一直流侧子转换器39以串联方式连接，其中对应第二直流侧子转换器38连接到对应第一直流侧子转换器和第三直流侧子转换器之间的公共接点以形成“T”型布置。

在图示的实施例中，所述支路以串联方式布置，使得第三直流侧子变换器直接连接到第一直流端子32。这意味着，跨第一直流端子32和第二直流端子34的直流转换器电压是第二直流侧子转换器38和第三直流侧子转换器62的直流侧子转换器电压之和。

可以设想，在本发明的其他实施例中，第三直流侧子转换器62可以直接连接到第二直流端子34，而不是第一直流端子32。

根据本发明第四实施例的转换器在图12中示出，并且总体上用参考数字330表示。图12所示转换器330在结构和操作上与图1所示转换器30类似，并且相似特征采用相同参考数字。

图12所示转换器330与图1所示转换器30的不同之处在于，图12所示转换器330的每个支路省略了相应的第一直流侧子转换器39。如图13所示，控制器60控制开关元件40的切换以提供反向阻断电压，以对抗峰值为+/-628kV的总交流驱动电压，从而阻断公共故障电流流动。在这种情况下，每个开关元件40提供+/-105kV的阻断电压。

下文将描述本发明的其他可选的特征。

在本发明的实施例中，每个开关元件40可以以不同方式配置以具有正向电压阻断能力和反向电压阻断能力。

例如，每个开关元件40可以包括与多个第二IGBT 51以反向串联方式连接的多个第一IGBT 49，以便为开关元件40提供正向电压阻断能力和反向电压阻断能力，如图14所示。第一IGBT 49和第二IGBT 51中的每一者与反向并联二极管以并联方式连接。

IGBT 49的数量选择成大于第二IGBT 51的数量，从而为每个开关元件40提供不对称的正向电压阻断能力和反向电压阻断能力。在图示的实施例中，每个开关元件40的正向电压阻断能力高于此开关元件40的反向电压阻断能力。

以前述数值电压值为例，每个支路中的多个第一IGBT 49需要为对应开关元件40提供+314kV的正向电压阻断能力，而每个支路中的多个第二IGBT 51需要为对应开关元件40提供参照图5(a)和5(b)所示的-107kV反向电压阻断能力，或者参照图7所示的的约-55kV反向电压阻断能力。

每个第一IGBT 49可以组装在与每个第二IGBT 51不同的IGBT组套中，其中不同IGBT组套以反向串联方式连接。这如图14中所示。

或者，每个第一IGBT 49可以组装在与每个第二IGBT 51相同的IGBT组套中，其中第一IGBT 49与同一IGBT组套内的第二IGBT 51以反向串联方式连接。这形成了不对称的IGBT组套，如图15(a)所示。例如，含8个IGBT的组套可以包括6个正向连接的IGBT 49和2个反向连接的IGBT 51，并且将具有12kV正向电压阻断能力和-4kV反向电压阻断能力。

跨给定IGBT的电压可以用作驱动辅助开关控制单元的电源，所述辅助开关控制单元配置成向所述给定IGBT的所述栅极端子发送驱动信号。但是，在本发明的转换器的正常操作期间，每个开关元件40将经历正向电压，这意味着在本发明的转换器的正常操作期间，所述选定第一IGBT将经历可以用作电源的跨其本身的电压，而所述选定第二IGBT将不会经历可以用作电源的跨其本身的电压。

如图15(b)所示，在每个第一IGBT 49与每个第二IGBT 51组装在相同IGBT组套中的本发明的优选实施例中，选定第一IGBT 49的发射极端子可以连接到选定第二IGBT 51的发射极端子，控制器60包括辅助开关控制单元53，所述辅助开关控制单元配置成向选定第一IGBT 49和第二IGBT 51的栅极端子发送驱动信号，并且电源电路55跨选定第一IGBT 49的发射极端子和集电极端子连接，所述电源电路55配置成供电以驱动辅助开关控制单元53。或者，控制器60可以包括两个单独的辅助开关控制单元(未示出)，所述辅助开关控制单元配置成将相应的驱动信号发送到所述选定第一IGBT和第二IGBT的相应栅极端子，并且电源电路配置成供电以驱动这两个辅助开关控制单元。

这使得跨所述选定第一IGBT 49的电压能够用作驱动辅助开关控制单元53的电源，以向选定第一IGBT 49和第二IGBT 51这两者的栅极端子发送驱动信号。

通常，IGBT以其最大正向电压阻断能力的约60％操作，以确保满足失效率(failure in time))。例如，在正常操作中，4.5kV IGBT实际上在约2.8kV的正向电压下操作。

但是，由于每个开关元件40将在转换器的正常操作期间经历正向电压，因此反向连接的第二IGBT将在转换器的正常操作期间通过其反向并联二极管而短路退出(shorted out)，从而仅在直流网络58故障期间短暂经历电压应力。

因此，在单发故障操作期间，第二IGBT可以更接近其峰值电压阻断能力(例如3.5kV-4.0kV)操作，并且仍然达到所需的失效率。实际上，正向连接的第一IGBT和反向连接的第二IGBT均由适当电涌保护装置(SPD)提供保护，所述电涌保护装置将设计成为正向连接的第一IGBT和反向连接的第二IGBT这两者提供终极过电压安全保护。此较高操作电压下的瞬态操作意味着反向连接的IGBT的数量可以减少，从而将转换器损耗和占地面积减至最小。

在上述实施例中，所述故障电流由跨交流电路电感器施加的交流驱动电压控制，其中包括变压器漏电抗以及由交流网络50贡献的阻抗。实际上，故障电流峰的峰值及形状是由施加到交流电路电感器的电压时间区域驱动的。电流上升到高值，但是如果不采取动作来阻断包括在开关元件40内的反向连接IGBT，则此电流将自然下降到零，然后反转。

图16示出控制故障电流的电压时间区域，而图17示出本发明转换器的开关元件的硬和软电流切换。

可以看出，电流在故障发生后的1个电力周期(power cycle)内迅速下降为零。此时，由第一直流侧子转换器提供的100kV合成电压显著提高负电压时间区域进而驱使电流在达到其峰值之后回到零，并且通常会在发生故障之后确保在后半周期中(即在50Hz交流电网络上的20ms内)出现自然零电流。

一旦故障电流达到开关元件40可安全切换的预定过电流电平，控制器60将控制开关元件40的硬或软电流切换以提供阻断电压，如图17所示。

在提供所述阻断电压时经历硬或软电流切换的开关元件40的选择取决于所述开关元件40的设计。

在高过电流电平下对所述开关元件进行硬切换可以加快提供阻断电压的响应时间，从而减少达到零电流的时间。但是，所述硬电流切换导致电流变化速率较高，从而产生感性电能，致使可能需要使所述开关元件包括能够吸收或耗散所述感性电能的部件。

另一方面，所述开关元件在较低过电流电平下的软切换不仅减少所产生感性电能的量，而且还导致电流变化速率降低，从而减小相关的电压瞬变，从而降低感性电能吸收或耗散要求。但是，由于需要等待到电力周期的结尾附近，所述软电流切换导致提供阻断电压的响应时间减慢，从而增加达到零电流的时间。

当对位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52形成短路的故障操作(如图4(a)所示)采用硬或软电流切换策略时，零电流将出现在相对于不同交流相的不同时间，以使相应阻断电压以交错顺序提供。

当对位于第一直流端子32和第二直流端子34之间的第二直流侧子转换器38的模块52形成开路的故障操作(如图4(b)所示)应用上述硬或软电流切换策略时，不同交流相中的公共故障电流流动意味着零电流将相对于不同交流相在同时发生，以使得相应阻断电压在同时提供。

可以设想，在本发明的其他实施例中，每个直流侧子转换器的结构可以改变，只要每个直流侧子转换器能够作为电压合成器操作即可。

在图示的实施例中，每个相元件的交流侧连接到三相交流网络的相应相。可以设想，在其他实施例中，转换器中支路的数量可以随多相交流网络的相数变化，并且每个相元件的交流侧可以连接到多相交流网络的相应相。

还可以设想，在又一些其他实施例中，所述转换器可以包括单个支路，并且相元件的交流侧可以连接到单相交流网络。