电力转换器和控制电力转换器的方法与流程

本申请涉及电力转换器，并且具体地，涉及包括不具有大容量电容器的第一整流电压节点和耦合至大容量电容器的第二整流电压节点的电路，并且涉及对选择使用第一整流电压节点、第二整流电压节点还是两者来向变压器提供电力的控制。

背景技术：

线路电力转换器输入交流(ac)电力并将其转换为直流(dc)电力以向负载供电，例如，为智能电话、膝上型电脑或其他便携式设备中的电池充电，或者以其他方式为电子设备供电。这样的电力转换器通常包括：输入级，其将输入ac电压转换为dc的中间电压；以及开关dc/dc转换器，其将中间dc电压转换为适合于为负载供电的输出dc电压电平。

限于低或中等电力要求的电力转换器，例如在75w以下的输入电力，通常不需要电力因数校正。用于这样的电力转换器的输入级通常包括保护电路、电磁干扰(emi)滤波器、桥式整流器以及大容量电容器。emi滤波器和保护电路连接至输入电源，诸如由主电源提供的ac线路电压。保护电路和emi滤波器的输出被提供给输出整流电压的整流器，诸如基于二极管的桥式整流器。整流电压耦合至大容量电容器，该大容量电容器存储能量并平滑整流(dc)电压。更具体地，该平滑电压可以表征为具有叠加在其上的纹波的平均(dc)值，其中，纹波频率与ac电力电源的频率(例如，50hz、60hz)相关并且纹波幅度很大程度上由大容量电容器的值决定。

中间dc电压输入至开关dc/dc电压转换器。dc/dc电压转换器包括包含初级侧绕组和次级侧绕组的变压器。一个或更多个电力开关可切换地将中间dc电压耦合至dc/dc电压转换器的初级侧绕组上，从而产生初级侧绕组两端的ac电压。这在dc/dc电压转换器的次级绕组上感应出ac电压。次级侧电压和电流在被提供给电力转换器负载之前被整流和滤波。dc/dc电压转换器在其输入中间dc电压恒定时最佳地工作。实际上，大容量电容被选择成将中间dc电压的纹波限制在可接受的窄范围内。dc/dc电压转换器可以为该输入指定可接受的电压范围，或者可以指定最小允许输入电压。

被配置成与各种ac主电源电压电平一起工作的电力转换器，例如通用输入转换器，需要能够处理相当大的电压的大容量电容器。例如，可能需要额定400v的电容器电压来处理如世界上大部分地区所使用的340v峰值(240vrms)的线路电压，以及用于雷电浪涌的一些余量等。大容量电容器还必须具有相当大的电容，以便满足dc/dc电压转换器的输入电压要求(电压纹波和/或最小电压)。例如，可能需要针对电力转换器额定的每瓦功率1.5μf至2.0μf的电容。

典型的电力转换器内的大容量电容器的物理尺寸(体积和印刷电路板占用面积)由于其所需的电容和最大额定电压而非常大。对dc/dc电压转换器的尺寸要求是逐渐向下的轨迹，原因是可以随着dc/dc电压转换器的开关频率增加来减小其组成部件例如变压器、电容器、电感器的尺寸。然而，这样的缩放不适用于大容量电容器，原因是输入电压频率固定为由电力电源例如主电压提供的频率。大容量电容器已经占用了用于电力转换器的总体积的大部分，并且该部分由于针对dc/dc电压转换器的尺寸要求逐渐减小而正在增加。

用于减小大容量电容器的电容的一种技术是包括非隔离的升压转换器，该升压转换器将输入电压预调节到被馈送到dc/dc电压转换器的更高的电压(例如，400v)。这是电力因数校正(pfc)转换器所采用的方法。由于向dc/dc电压转换器提供了更高的电压，因此可以在仍满足dc/dc电压转换器的最小电压输入要求的同时使用较小的大容量电容器。然而，这样的方法在效率方面具有缺陷，原因是添加的转换级具有相关联的电力损耗。此外，升压转换器采用相当大的输入电感器，这在很大程度上抵消了大容量电容器的任何尺寸减小。因此，例如升压转换器或其他pfc转换器的增加的输入级的复杂度和尺寸使得这样的方法不是期望的，至少对于不需要pfc的低电力转换器而言是不期望的。

期望将允许使电力转换器内使用的大容量电容器减小的电路和相关联的技术。

技术实现要素：

根据电力转换器的实施方式，电力转换器包括整流器、大容量电容器、具有初级侧绕组的变压器、第一开关和第二开关以及控制器。整流器被配置成从输入电力电源输入交流(ac)电力并且向具有整流电压的整流电压节点提供电力。大容量电容器从输入电力电源提供电力，例如经由整流电压节点或直接经由二极管从输入电力电源提供电力，并且具有相关联的存储电压。第一开关和第二开关被配置成向初级侧绕组提供电力。第一开关从整流电压节点提供电力，而第二开关从大容量电容器提供电力。控制器向第一开关和第二开关提供控制信号，以便控制提供给初级侧绕组的电力。控制器基于整流电压和存储电压中的至少一个来确定是否切换第一开关、第二开关或两个开关。

根据方法的实施方式，该方法提供了用于控制电力转换器的技术，该电力转换器包括：整流器，其被配置成从输入电力电源输入交流(ac)电力并且向具有整流电压的整流电压节点提供电力；大容量电容器，其从输入电力电源提供电力并且具有存储电压；包括初级侧绕组的变压器；第一开关，其被配置成从整流电压节点向初级侧绕组提供电力；以及第二开关，其被配置成从大容量电容器向初级侧绕组提供电力。该方法开始于感测整流电压和存储电压中的至少一个。接下来，基于感测到的整流电压和/或感测到的存储电压来确定是否将切换第一开关、第二开关或两个开关。生成控制信号并将其提供给确定的开关，以便向初级侧绕组提供电力。

本领域的技术人员在阅读以下详细的描述并参见附图时将认识到附加的特征和优点。

附图说明

附图中的元素不必相对于彼此成比例。相同的附图标记表示相应的类似部件。可以组合各种所示实施方式的特征，除非它们彼此排斥。实施方式在附图中描绘出并且在以下描述中详述。

图1示出了具有初级侧绕组的电力转换器的示意图，该初级侧绕组从两个不同电压节点中的一个或两个提供电力；

图2示出了用于诸如图1的电力转换器的电力转换器的控制器；

图3a示出了与诸如包括在图1的电力转换器中的节点的两个不同节点相对应的电压波形；

图3b示出了与仅从大容量电容器向初级侧绕组提供电力的电力转换器内的节点相对应的电压波形；

图4示出了包括第二整流器和滤波器电容器的替选电力转换器；

图5示出了另一替选电力转换器，其中，到初级侧绕组的电力在绕组的接地侧上被切换；

图6示出了利用双向开关向大容量电容器提供电力的电力转换器；

图7示出了与诸如包括在图6的电力转换器中的节点的节点相对应的电压波形；

图8示出了包括多个大容量电容器以及相关联的二极管和开关的电力转换器；

图9示出了用于在电力转换器内切换电力开关以从两个不同的电压节点向变压器的初级侧绕组提供电力的方法。

具体实施方式

本文描述的实施方式提供了能够实现电力转换器内的大容量电容器在尺寸上的减小的电路和方法，该电力转换器包括输入级和开关dc/dc电压转换器。该尺寸减小通过在仍满足针对开关dc/dc电压转换器的输入电压要求的情况下降低大容量电容器所需的电容和/或额定电压来实现。下面描述的是电路拓扑结构，以及用于控制这样的电路拓扑结构的技术，其能够实现电容和/或额定电压上的这样的减小。与将整流器输出耦合至大容量电容器并且耦合至开关dc/dc电压转换器的电力级输入的常规电力转换器不同，本文中描述的电路包括无法由大容量电容器供电的第一整流电压节点以及耦合至大容量电容器且可以从大容量电容器供电的第二整流电压节点两者。与第一整流电压节点和第二整流电压节点中的一个或两个相对应的电压被测量并且用于确定来自第一整流电压节点、第二整流电压节点或两者的电力是否应当提供给开关dc/dc电压转换器的变压器。

开关dc/dc电压转换器包括具有初级侧绕组和次级侧绕组的变压器。第一电力开关被配置成可切换地将第一整流电压节点耦合至初级侧绕组。第二电力开关被配置成可切换地将第二整流电压节点耦合至初级侧绕组。控制器确定第一电力开关及其相关联的第一整流电压节点、第二电力开关及其相关联的第二整流电压节点或两者是否应该向初级侧绕组提供电力。这样的确定基于在第一整流电压节点处测量的电压和/或在第二整流电压节点处测量的电压。在优选的实施方式中，当第一整流电压节点的测量电压高于最小电压阈值时，选择第一电力开关和第一整流电压节点以向初级侧绕组供电。否则，控制器确定第一电压节点和第二电压节点中的哪一个具有更高的测量电压，并且选择相关联的电力开关以向初级侧绕组提供电力。在典型情况下，当在整流电压节点处的测量电压在最小电压阈值以下时，控制器将切换第二开关，从而从存储在大容量电容器中的能量向初级侧绕组提供电力。一旦做出该确定，控制器就切换所选择的电力开关，以便满足针对电力转换器的负载的电力要求。

本发明的技术可以应用于依赖于开关dc/dc电压转换的各种电力转换器。为了便于解释，在反激转换器的背景下通过特定示例描述了本发明。本领域技术人员将认识到，该技术很容易外推到其他电力转换器拓扑结构，诸如正激转换器，以及诸如准谐振(qr)转换器和主动箝位式转换器的其他变型。以下描述的示例中的控制器位于控制器的初级侧上，但控制器也可以位于次级侧上。这将需要诸如隔离电路这样的修改，如本领域中已知的。此外，所描述的电路包括具有初级侧绕组和次级侧绕组的变压器。本文描述的控制技术还可以应用于其他变压器配置，包括例如具有多个初级侧绕组、多个次级侧绕组和/或一个或更多个辅助绕组的变压器。

应当理解，以下描述的特定示例不意味着是限制性的。本文没有详细描述本领域公知的电路和技术以免模糊本发明的独特方面。可以组合或重新布置根据示例实施方式的特征和方面，除了上下文不允许这样的情况之外。

向初级侧绕组供电的具有独立电压节点的电力转换器

图1示出了正激电力转换器100的实施方式。该电力转换器100与常规的电力转换器的不同之处在于，电力转换器100包括标记为vrect的第一整流电压节点和标记为vbulk的第二整流电压节点。第一整流电压节点vrect直接耦合至桥式整流器110，并且不耦合至能够向第一整流电压节点提供大量能量的诸如大容量电容器的能量存储部件。(在这种背景下，具有相对小的电容并且具有降低高频噪声的主要功能的滤波器电容器不被认为是大容量电容器。)第二整流电压节点vbulk也从桥式整流器110提供电力，但耦合至用作能量存储部件的大容量电容器cbulk。当切换dc/dc电压转换器时，控制器140确定整流电压节点vrect、vbulk中的哪一个应该耦合至变压器120的初级侧。通过只要能够满足针对开关dc/dc电压转换器的最小电压要求就使用第一整流电压节点vrect，电力转换器100较不依赖于第二整流电压节点vbulk和存储在大容量电容器cbulk中的能量。这进而意味着可以相对于不包括或使用诸如图1内的节点vrect的第一整流电压节点的电力转换器而减小大容量电容器cbulk的电容和相关的尺寸。利用以上概述的电力转换器100的这些独特特征，现在将更详细地描述图1的电力转换器100。

电力转换器100包括桥式整流器110、变压器120、电力开关s1和s2以及控制器140。电力转换器100向变压器120的次级侧上的负载130提供电力。

整流器110输入来自诸如主电源的表示为vac_in的ac电力电源的电力。所示出的整流器110被布置为常规的二极管桥，但是其他布置也是可行的，诸如基于电力开关而不是二极管的有源整流。整流器110在第一整流电压节点vrect处输出整流电压。第一整流电压节点vrect耦合至二极管d1，二极管d1在标记为vbulk的第二整流电压节点处又耦合至大容量电容器cbulk。二极管d1允许电流(电力)从桥式整流器110和第一整流电压节点vrect流向大容量电容器cbulk及其电压节点vbulk，但不允许能量从大容量电容器cbulk流回第一整流电压节点vrect。以这种方式，只要第一整流电压节点vrect处的电压充分高于第二整流电压节点vbulk处的电压，二极管d1就对大容量电容器cbulk充电。

变压器120包括初级侧绕组122、次级侧绕组124以及芯126。第一整流电压节点vrect经由第一电力开关s1可切换地耦合至初级侧绕组122，而第二整流电压节点vbulk经由第二电力开关s2可切换地耦合至初级侧绕组122。流经初级侧绕组122的电流由第一电力开关s1和/或第二电力开关s2控制。对于该实施方式，电力开关s1、s2中的每一个的诸如开关占空比或频率的控制可以使用常规的技术，而新颖的技术用于选择电力开关s1、s2中的哪一个应当被主动地使用，以及相关的，电压节点vrect、vbulk中的哪一个应当向变压器120提供电力。这样的选择技术在下面的控制器240及其变型的描述中详述。

图1所示的电力开关s1、s2是增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但是可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(jfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其他类型的电力晶体管可以是优选的。电力开关s1、s2可以集成在同一半导体管芯上，可以各自设置在单独的管芯上，或者可以以其他方式遍及多个半导体管芯而分布。驱动器152a、152b向电力开关s1、s2的控制端子例如mosfet栅极提供控制信号。

流经初级侧绕组122的电力经由变压器芯126磁耦合至次级侧绕组124。跨次级侧绕组124感应的电压由二极管dload整流并由负载电容器cload滤波。得到的电压vout被提供给电力转换器100的负载130。

控制器140负责控制电力转换器100，以便向负载130提供必要的电力(电压vout和电流)。这包括生成经由驱动器152a、152b控制电力开关s1、s2的脉冲宽度调制(pwm)信号vpwm_s1、vpwm_s2。常规的控制技术用于根据负载需求来生成这些pwm波形中的每一个。控制器感测输出电压vout、整流电压vrect以及大容量电容器的存储电压vbulk。控制器140基于这些感测电压选择要生成pwm信号vpwm_s1、vpwm_s2中的哪一个。

图2示出了用于生成pwm信号vpwm_s1、vpwm_s2的控制器240的实施方式。控制器240包括可以利用固定的开关频率和可变的占空比来生成pwm信号的开关控制信号发生器246a、246b。占空比改变以调节跨变压器120的电力传输，从而匹配负载130的电力需求。这可以例如利用比例-积分-微分(pid)控制器244来完成。pid控制器244输入与负载电压vout相对应的测量(感测)电压，并且改变占空比以将负载电压vout保持尽可能接近期望的参考电压vref。另外，pid控制器244可以基于提供给初级侧绕组的例如vrect、vbulk的电压来调节占空比。例如，如果提供的电压已经相对于先前的开关周期而减小，则可能需要增大用于特定开关周期的占空比。相反，如果提供的电压高于先前的开关周期的电压，则可能需要减小占空比。pid控制器244将占空比提供给开关控制信号发生器246a、246b，开关控制信号发生器246a、246b使用占空比来生成pwm信号vpwm_s1、vpwm_s2。用于生成用于电力转换器开关的占空比的pid控制器的工作，包括用于基于输入电压进行调节的技术，在本领域中是公知的，并且在本文中将不再进一步详述。

可以使用其他技术来控制电力开关s1、s2。例如，可以使用利用可变频率和固定占空比的pwm波形。例如半桥、全桥、推挽的其他电力转换器拓扑结构可能需要附加的电力开关以及相对于图1中所示的反激电力转换器100的相关联的控制。虽然控制器140被示出为位于电力转换器100的初级侧上，但是类似的电力转换器可以将类似的控制器定位在次级侧上。用于其他电力转换器拓扑结构的开关控制技术是公知的，并且在本文中将不再进一步解释，除了注意在电压节点选择器242内描述的独特的本发明技术可以类似地应用于其他电力转换器拓扑结构。

控制器240还包括电压节点选择器242，其被配置成读取与节点vrect、vbulk中的一个或两个相对应的感测电压。向初级侧绕组122适当地供电所需的标记为vmin的最小电压被存储在控制器240的存储器内。电压节点选择器242监测第一整流电压节点vrect处的测量电压并将其与最小电压vmin进行比较。当vrect处的该测量电压在最小电压vmin以上时，电压节点选择器242选择第一整流电压节点vrect来为变压器120供电。在第一子实施方式中，当电压节点选择器242检测到第一整流电压节点vrect处的电压已经降低到最小电压vmin时，电压节点选择器242改为选择连至大容量电容器cbulk的第二整流电压节点vbulk来为变压器120供电。

电压节点选择器242通过启用第一开关控制信号发生器246a来选择第一整流电压节点vrect。反过来，第一开关控制信号发生器246a基于pid控制器244的输出例如占空比来生成第一pwm信号vpwm_s1。第一pwm信号vpwm_s1经由第一驱动器152a切换第一电力开关s1，以生成初级侧绕组122两端的ac电压。电力有效地从第一整流电压节点vrect路由到变压器120。在该时间间隔内，可以禁用第二开关控制信号发生器246b，使得第二电力开关s2保持断开并且没有电力从大容量电容器cbulk的电压节点vbulk传输。

相反，电压节点选择器242通过启用第二开关控制信号发生器246b来选择第二整流电压节点vbulk，第二整流电压节点vbulk可以从由大容量电容器cbulk提供的储存中汲取能量。除了电压节点vbulk向变压器120的初级侧绕组122提供电力之外，第二开关控制信号发生器246b以与上述相同的方式生成第二pwm信号vpwm_s2。

无论使用电力开关s1、s2中的哪个以及电压节点vrect、vbulk中的哪个向变压器120的初级侧提供电力，传输到次级侧绕组124和负载130的电力都是相似的。

控制器140、240及其组成部分可以利用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管以及电阻器)和主要包括数字部件的处理器电路系统的组合来实现。处理器电路系统可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或更多个。控制器140、240还可以包括：存储器，例如，诸如闪存的非易失性存储器，其包括由处理器电路系统使用的指令或数据；以及一个或更多个定时器。这样的存储器可以存储用于最小电压vmin和参考电压vref的值。控制器140、240输入传感器信号，诸如与输出电压vout、第一整流电压节点vrect处的电压以及第二整流电压节点vbulk处的电压相对应的信号，并且生成用于控制电力转换器100内的开关s1、s2的信号vpwm_s1、vpwm_s2。

图3a示出了与电力转换器100内的电压相对应的波形。ac源电压(未示出)向桥式整流器110提供频率为57hz的正弦电压，桥式整流器110输出峰值幅度约为125v的整流电压——示出为vrect。为了电力转换器100的正常工作，需要示为vmin＝86v的最小电压。

对于从时间t＝0秒直到时间t1的间隔，控制器140选择第一整流电压节点vrect以向初级侧绕组122供电。在时刻t1处，控制器140检测到第一整流电压节点vrect处的测量电压已经降低到最小电压vmin。然后，控制器140选择耦合至大容量电容器cbulk的第二整流电压节点vbulk来为初级侧绕组122供电。在这种改变的选择之前，大容量电容器cbulk经由二极管d1充电到约125v的电压电平，即第一整流电压节点vrect处的峰值电压。在时刻t＝t1处，第二整流电压节点vbulk处的电压被可切换地施加在初级侧绕组122两端，并且以大约vbulk＝125v的值开始。由于在时间t1之后能量从大容量电容器cbulk耗尽，因此电压vbulk降低。对于适当大小的大容量电容器cbulk，电压vbulk不应降到最小电压vmin以下。在时刻t＝t2处，控制器140检测到第一整流电压节点vrect处的测量电压已经升高到最小电压vmin以上，并且再次选择第一整流电压节点vrect以向第一初级侧绕组122a供电。维持该选择直到时刻t＝t4，此时接着选择大容量电容器cbulk及其电压节点vbulk以向初级侧绕组122供电。在时刻t＝t2与t＝t3之间，大容量电容器cbulk经由二极管d1从第一整流电压节点vrect充电。

总之，控制器140在时刻t＝0与t＝t1之间、vrect处的电压>vmin的情况下选择第一整流电压节点vrect向变压器120供电。在时刻t1与t2之间、vrect处的电压<vmin的情况下，使用大容量电容器cbulk及其电压节点vbulk来向变压器120供电。注意，与最小电压vmin的比较也可以利用一些滞后，例如，可以不进行在时刻t2处的电压节点vbulk的选择，直到整流电压达到值vmin+vhyst。

如果电力转换器100向负载130额定输出25w，对于125v的整流输入电压峰值，需要约26μf的大容量电容以确保用于为变压器120供电的电压不会下降到86v的最小电压以下。假设电容器容差等级为20％，则需要在这样的电力转换器中使用标准大小的大容量电容器cbulk＝33μf。

图3b示出了电力转换器内的电压波形，该电力转换器不在单独的整流电压节点vrect、vbulk之间进行选择以向变压器供电，而是总是从诸如连至大容量电容器的电力转换器100的vbulk的电压节点向变压器供电。对于这样的电力转换器，大容量电容器必须针对从t1至t2的整个时间跨度向变压器供电。(在t2与t3之间的时段期间，桥式整流器向变压器提供电力并且向大容量电容器提供电力用于充电。)由于用于使大容量电容器放电的时间跨度比图3a所示的相应的时间跨度更长，因此需要具有更高能量存储能力的更大的大容量电容器。更具体地，需要额定的大容量电容器cbulk＝47μf来满足以上参照图3a和电力转换器100描述的相同要求。

图3a和图3b的波形以及以上描述示出了电力转换器100能够在大容量电容器的电容减小约33％的情况下满足dc/dc电压转换器的相同的最小电压要求。尽管额定为25w输出功率的常规电力转换器可能需要大容量电容器cbulk＝47μf，但上述电力转换器100将仅需要cbulk＝33μf的大容量电容器。更一般地，常规电力转换器针对每个额定瓦特的输出功率需要1.5μf至2.0μf的大容量电容。本文描述的电路和技术允许针对每个额定瓦特的输出功率将大容量电容减小到小于1.4μf，并且通常，针对每个额定瓦特的输出功率，电容可以在1.0μf至1.4μf的范围内。

替选开关选择技术

结合图3a描述的技术选择开关s1、s2中的仅一个用于提供电力并且假设用于随着整流电压vrect增加而转换为使用第二开关s2的恒定电压阈值(例如vmin+vhyst)，例如在图3a中的时刻t＝t2处。改进的控制器有时可以使用开关s1、s2两者和/或可以使用整流电压vrect、vbulk之间的比较而不是与固定阈值的比较。下面将利用图3a中时刻t＝0与t＝t3之间的间隔作为参考来描述这样的改进的技术。

在时刻t＝0与t＝t1之间的间隔期间，除了控制器将检测到第一整流电压vrect正在减小，控制器基本如上所述工作。该电压减小可以通过对测量电压vrect进行采样并且检测到其斜率为负来确定。除了检测到测量电压vrect正在减小之外，控制器还将该电压vrect与最小电压vmin进行比较。一旦控制器检测到正在减小的电压已经下降到最小电压vmin以下，控制器就从使用第一电力开关s1转换为使用第二电力开关s2，由此从由第一整流电压节点提供电力转换为由大容量电容器cbulk提供电力。

先前描述的技术在时刻t＝t1与t＝t2之间的间隔期间将第一整流电压vrect的电压与最小电压vmin(具有可选地，附加的滞后项vhyst)进行比较。如果大容量电容器cbulk的大小过小和/或负载130汲取过量的电力，则存储电压vbulk可能在时刻t＝t2之前下降到最小电压vmin以下。在一些情况下，第一整流电压vrect可以具有比存储电压vbulk更高的电压，并且因此优选被用于为初级侧绕组122供电。相反，例如，在轻负载下，直到正好在时刻t＝t2之后的时间点，存储电压vbulk都不会下降到最小电压vmin以下。通过利用与(固定的)最小电压vmin的比较，通常是必需的或优选的，控制器可以使用第二整流电压vbulk及其大容量电容器cbulk。

改进的技术在时刻t＝t1之后将第一整流电压vrect与第二整流电压vbulk进行比较。选择提供更高电压的电压节点来用于向初级侧绕组122提供电力，至少直到时刻t＝t3。通常，从时刻t＝t1直到t＝t1a之后的至少一个时间点的时间间隔将通过选择用于切换的第二开关s2来使用第二整流电压vbulk。在时刻t＝t1a与t＝t3之间的某一点处，第一整流电压vrect将上升到第二整流电压节点vbulk以上。在此时间点处，控制器将从使用第二开关s2转换为使用从第一整流电压节点vrect提供电力的第一开关s1。

在另一实施方式中，一旦检测到第一整流电压节点vrect应该为初级侧绕组122供电并且该电压vrect正在增大，则控制器使用开关s1、s2两者用于提供电力。这样的时间间隔可以对应于例如图3a中的时刻t＝t2至t＝t3。在该子实施方式中，电流直接从第一整流电压vrect和第一开关s1流到初级侧绕组122，并且还通过二极管d1和第二开关s2流到初级侧绕组122。有利地执行这样的同时切换，直到检测到第一整流电压vrect不再增加，例如在图3a中的时刻t＝t3处。通过使用并联的两个开关，可以在该时间间隔期间降低电导率损失。

替选电力转换器拓扑

图4示出了与图1的电力转换器类似的电力转换器400。下面将仅描述与图1不同的那些方面和部件。电力转换器400的主要区别在于用包括两个二极管的第二整流器112来代替图1中所示的二极管d1。该配置提供了消除一个二极管压降的优点，从而提高了效率。电力转换器400的缺点在于其需要相对于图1的电力转换器100的附加的二极管。

另一不同之处在于滤波器电容器cfilt跨整流电压节点vrect和地而被耦接。滤波器电容器cfilt用于从第一整流电压节点vrect滤除高频噪声。注意，滤波器电容器cfilt用于与存储相当大量的能量的大容量电容器cbulk完全不同的目的，并且电容器cfilt的电容显著小于大容量电容器cbulk的电容，例如，小若干数量级。尽管大容量电容器cbulk存储来自具有例如50hz或60hz的相当低频率的ac电源的能量，但是滤波器电容器cfilt去除由于电力开关s1，s2的通常为100khz或更高的快速切换所引起的不期望的噪声。滤波器电容器cfilt通常具有100nf或更小的电容，并且不是电力转换器大小的重要部分。类似的滤波器电容器在本文描述的其他电力转换器电路中可能是期望的。

接通变压器接地侧的电力转换器

图5示出了电力转换器500，与图1的电力转换器不同之处主要在于，在变压器120的接地侧接通电力，并且在初级侧绕组122的负侧上的两个电压节点之间进行电力选择。第一电力开关s1通过将连接切换到耦合至整流器110的负侧的接地节点vrect_ss而将电力从第一整流电压节点vrect耦合至初级侧绕组122。大容量电容器cbulk在电压节点vbulk_ss处连接在第一整流电压节点vrect与二极管d1之间，而二极管d1还连接至接地节点vrect_ss。第二电力开关s2通过将连接切换到连至大容量电容器cbulk的第二接地节点vbulk_ss而将电力从第一整流电压节点vrect耦合至初级侧绕组122。这样的配置具有以下优点：开关驱动器552a、552b以地为参考并且可以由低电压控制信号驱动。然而，该配置具有以下缺点：当电力开关s1、s2断开时，初级侧绕组122的“有黑点的”端子浮置，这意味着变压器120将更容易受到噪声的影响，即来自次级侧绕组124的输出会比初级侧绕组122一直接地的配置噪声更大。

使用双向开关来限制大容量电容器处的电压的电力转换器

图6示出了电力转换器600，其中，用电流阻挡器件sblk代替图1的二极管d1。尽管二极管d1仅能够阻挡电流在一个方向上流动，但是电流阻挡器件sblk优选地能够阻挡电流在任一方向流经它。电流阻挡器件sblk可以是如可以例如利用两个背靠背mosfet或类似物构造的双向开关。与图1和图4的使用作为无源单向电流阻挡器件的二极管的电力转换器100、400相比，使用这样的双向开关的配置提供了若干潜在的优点。

诸如电流阻挡器件sblk的双向开关可以代替图4的第二整流电路112内的二极管、图5中的二极管d1或使用本文技术的其他电力转换器拓扑结构中的类似二极管。与二极管不同，双向开关sblk的使用需要用于确定何时应导通开关sblk的控制信号vctrl_sblk。为了模仿二极管d1，控制器640生成控制信号vctrl_sblk，使得双向开关sblk仅在第一整流电压vrect大于第二整流电压vbulk的情况下导通。由控制器640生成的控制信号vctrl_sblk经由驱动器152c被提供给双向开关sblk的控制端子，例如一个或多个栅极。由双向开关sblk提供的许多优点依赖于比仅仅模仿二极管工作更复杂的控制技术，并且在下面进一步描述。

开关sblk，无论其是否是双向的，通常具有比二极管更低的传导损耗，与使用这种容量下的二极管的电力转换器相比，导致了电力转换器600的效率提高。当整流电压vrect上升时，开关sblk可以是脉冲的，以限制至少如经由第二开关s2提供的涌入电流。又一优点是双向开关sblk可以限制大容量电容器cbulk和第二开关s2所经受的最大电压。通过适当地限制该最大电压，可以降低大容量电容器cbulk的额定电压，这通常导致大容量电容器cbulk的尺寸的期望的减小。

用于减小大容量电容器cbulk的最大所需额定电压的双向开关sblk的使用对于先前描述的通用电力转换器是特别有利的。这样的电力转换器通常需要处理约340v的峰值线路电压，以支持在世界上大部分地区使用的240vrms主电源ac电压。当提供一些用于减轻浪涌或其他异常的余量时，大容量电容器通常必须调整为约400v。由于大容量电容器cbulk的电容通常根据针对较低电压电源电压的要求来确定，例如图3a和图3b中所示的125v峰值电压，由此由240vrms电源ac电压提供的用于驱动变压器120的高电压电平实际上不是必需的。控制器640可以控制双向开关sblk，以限制提供给大容量电容器cbulk的最大电压，同时仍满足电力转换器600的电力要求。

图7示出了与图6的电力转换器600内的第一整流电压节点vrect和第二整流电压节点vbulk相对应的波形。对于所示的情况，电力转换器由高电压ac主电源提供，其中，整流器110提供约375v的峰值电压。如图3a和图3b所示的情况，变压器120需要86v的最小电压输入vmin。大容量电容器cbulk具有200v的最大额定电压vmax_cap。如以下解释的，控制器640必须控制双向开关sblk，以确保不违反该最大额定电压。

在时刻t＝t1处，大容量电容器cbulk已经充电至vbulk＝200v的电平。响应于检测到存储电压vbulk(或者类似地，第一整流电压vrect)已经达到最大电压阈值vmax_cap，即用于该示例的200v，控制器640在时刻t＝t1处禁用双向开关sblk，从而防止存储电压vbulk上升到最大电压阈值vmax_cap以上。在时刻t＝t1与t＝t2之间，控制器640切换第二开关s2以从大容量电容器cbulk向变压器120提供电力。在时刻t＝t2处，控制器640检测到第一整流电压vrect已经下降到最大电压阈值vmax_cap(例如，200v)以下。响应于该检测，控制器640在时刻t＝t2处启用双向开关sblk，使得开关sblk再次开始传导并且大容量电容器cbulk被充电。在时刻t＝t2之后不久，例如，当检测到感测到的存储电压vbulk已经上升到或接近于感测到的第一整流电压vrect的电平时，控制器640禁用双向开关sblk以保持大容量电容器cbulk上的充电电压(例如，稍低于200v)。在该时间点与时刻t＝t3之间，第一整流电压vrect用于通过切换第一开关s1来向变压器120供电。在替选实施方式中，控制器可以交替使用第一开关s1和第二开关s2，以保持向变压器120输入更平滑的平均电压。

在时刻t＝t3处，控制器640检测到第一整流电压vrect已经下降到最小电压阈值vmin。如关于图3a类似地描述的那样，控制器640因而禁用第一开关s1，并且开始切换第二开关s2以从大容量电容器cbulk向变压器120提供电力。在时刻t＝t3与t＝t4之间，存储电压vbulk随着来自大容量电容器cbulk的能量耗尽而下降。在时刻t＝t4处，控制器640检测到第一整流电压vrect已经上升到存储电压vbulk以上。响应于该检测，控制器640启用双向开关sblk使得它传导并且大容量电容器cbulk被充电。该状态被保持直到感测的存储电压vbulk上升到最大电压阈值vmax_cap，此时禁用双向开关sblk使得它不传导。在恰好在时刻t＝t4之后的该间隔期间，可以切换第一开关s1或者可以切换两个开关s1、s2，如以上在“替选开关选择技术”部分中所描述的，以向初级侧绕组122提供电力。然后，对于整流电压vrect的每个半正弦波，重复上述在时刻t＝t1处开始的事件序列。

对于第一整流电压vrect的峰值保持在最大电压阈值vmax_cap以下的场景，双向开关sblk可以操作成仅模仿二极管。得到的电压波形将与图3a中所示的波形非常相似。

低电力模式期间的电力转换器工作

双向开关sblk的使用为以低电力(例如，突发)工作模式工作的电力转换器提供了附加的优点。控制器640可以例如从负载电压vout或从感测提供给负载130的电流中检测到负载130正在以需要非常低水平的电力的状态下工作。例如，负载130可以处于待机工作模式。在电力转换器600的低电力工作期间，可以例如通过以低于输入电力电源的频率(例如，50hz、60hz)的速率向第一开关s1或第二开关s2提供脉冲，来向变压器120提供能量包。优选地，在这样的轻负载情况期间，电力转换器600可以对于输入源电压的若干周期使s1被禁用，并且仅使用第二开关s2和存储在大容量电容器cbulk上的能量。

在轻负载情况下并且使用上述技术，控制器640(例如，特别是本文中的pid控制器)可以生成非常短的脉冲以利用控制信号vpwm_s2控制第二开关s2。脉冲可能太短而违反用于第二开关s2的最小接通时间。(例如，mosfet通常具有最小的接通持续时间。)此外，短的开关脉冲和得到的开关频率可能产生不希望的可听噪声。与电力转换器600的正常工作模式相比，可以通过在低电力模式期间向初级侧绕组122提供更低的电压电平来解决这些问题。通过提供具有更低电压的能量脉冲，所需脉冲的时间间隔将更长，从而满足用于第二电源开关s2的任意最小接通时间并且导致在可听范围之外(例如，在约20hz至20khz之外)的开关频率。

如图7及其描述中所说明的，双向开关sblk用于将提供给第二整流电压节点vbulk的电压限制在vmin(例如，86v)与最大电压阈值vmax_cap(例如，200v)之间的范围内。先前描述的最小电压vmin表示dc/dc电力转换器在正常工作模式期间所需的最小电压，以便满足负载130的电力要求。在低电力工作模式期间，该最小电压不适用。

在低电力工作期间，控制器640可以以与结合图7描述的方式基本相同的方式控制双向开关sblk，除了针对低电力工作定义不同的最小和最大电压阈值。图7示出了提供给初级侧绕组122的电压在vmin＝86v至最大电压阈值vmax_cap＝200v的范围内。在优选的子实施方式中，控制器640在低电力工作期间控制双向开关sblk，以将第二整流电压节点vbulk处的电压保持在幅度上低于正常工作模式的范围内，例如，该电压可以保持在20v至25v的范围内，而不是86v至200v的范围内。这通过在控制器640检测到第一整流电压节点vrect处的电压在20v至25v的范围内的情况下仅启用双向开关sblk来实现。在存储电压vbulk在该范围内的情况下，控制器640可以在低电力工作模式期间使用第二开关s2从大容量电容器cbulk向初级侧绕组122提供电力。

具有多组大容量电容器和开关的电力转换器

图8示出了作为图1的电力转换器100的变型的电力转换器800。为了便于说明，仅示出了变压器的初级侧绕组122，应理解变压器的其余部分和变压器的次级侧上的部件类似于先前描述的电路。所示的电力转换器800具有多个包括二极管d1、大容量电容器cbulk以及电力开关s2的电路块，而不是具有一个这样的电路块。更具体地，示出了包括第二极管d2、第二大容量电容器cbulk2以及第三电力开关s3的第二电路块。这样的电路块可以重复到包括二极管dn、大容量电容器cbulkn以及电力开关sn+1的第n电路块。每个电力开关s2、s3、...sn+1具有由控制信号vpwm_s2、vpwm_s3、...vpwm_sn+1驱动的相关联的驱动器152b、152c...152n。

控制器840输入与多个第二整流电压节点vbulk1、vbulk2、...vbulkn相对应的电压。控制器840以与结合图3a描述的类似方式工作，除了在第一整流电压节点vrect在最小电压阈值vmin以下情况下的间隔期间选择涵盖每个电路块的开关和大容量电容器序列。这将参照图3a进行解释，但是不是所有描述的波形都在该图中示出。对于未明确描述的工作，可以假设为结合图3a描述的工作。

从时刻t＝0至t＝t1，控制器840切换第一开关s1，以从第一整流电压节点vrect向初级侧绕组122提供电力。在时刻t＝t1处，控制器840检测到第一整流电压节点vrect的电压已经下降到最小允许电压vmin以下。响应于该检测，控制器840选择第二开关s2用于切换，使得从第一大容量电容器cbulk1提供电力。(第一个开关s1关断使其不传导。)在此之后，第一大容量电容器cbulk1的电压vbulk1被耗尽到最小允许电压vmin。一旦检测到第一大容量电容器cbulk1的电压vbulk1被耗尽到最小允许电压vmin，控制器840就关断第二开关s2并且开始切换第三开关s3，使得从第二大容量电容器cbulk2而不是第一整流电压节点vrect或第一大容量电容器cbulk1提供电力。重复这样的操作，直到第(n+1)电力开关sn+1用于从第n大容量电容器cbulkn提供电力。在低于满负载条件的情况下，大容量电容器中的一些可能在输入开关周期期间未被使用。

当控制器840检测到第一整流电压vrect已经上升到最小允许电压vmin以上时，大容量电容器cbulk1...cbulkn的使用在时刻t＝t2处停止。如在结合图3a描述的工作中，在时刻t＝t2与t＝t4之间，控制器840切换第一开关s1，以从整流电压节点vrect向初级侧绕组122提供电力。从时刻t＝t2至t＝t3，第一二极管至第n二极管d1、d2、...dn对每个大容量电容器cbulk1、cbulk2、...cbulkn充电。

用于控制具有独立整流电压节点的电力转换器的方法

图9示出了用于向诸如图1的电力转换器100的电力转换器的初级侧绕组提供电力的方法900。该方法可以例如在电力转换器的诸如图1的控制器140的控制器内实现。该方法900的技术类似于以上针对图1的电力转换器100描述的技术，并且可以在这样的电力转换器内实现。虽然下面没有描述，但应该认识到，可以容易地修改方法900以实现结合图4至图6以及图8描述的技术。

在第一步骤910中，感测(测量)第一整流电压节点处的电压vrect。这可以利用控制器内的模数转换器(adc)来完成，如本领域中已知的。在920中，将感测到的电压vrect与允许输入到电力转换器的变压器的最小电压vmin进行比较。只要感测到的电压vrect大于允许的电压阈值vmin，就在930中通过切换将来自第一整流电压节点的电力耦合至变压器的第一开关，从整流电压节点向变压器提供电力。

一旦感测到的电压vrect下降到电压阈值vmin以下，就在940中通过切换第二开关来改变电力转换器的工作，以从诸如图1的电容器cbulk的大容量电容器向变压器提供电力。在950中，再次测量第一整流电压节点处的电压vrect，并且在960中，再次将vrect与第二阈值电压(vmin+vhyst)进行比较。滞后值vhyst是可选的，即可以是零。当包括滞后值vhyst时，滞后值vhyst防止利用第一整流电压节点和大容量电容器的工作之间的不期望的波动，其中，那些波动是由测量的电压vrect上的噪声引起的。只要测量的电压vrect保持在该第二阈值电压(vmin+vhyst)以下，就在940中继续从大容量电容器cbulk提供电力。

一旦感测到的电压vrect上升到第二阈值电压(vmin+vhyst)以上，就改变电力转换器的工作，以在930中利用第一开关从第一整流电压节点提供电力，如前所述。

只要电力转换器在使用中，这样的操作就会继续。将图9的方法900应用于具有如图3a所示的整流电压的电力转换器，转换至使用大容量电容器和第二开关将在时刻t＝t1处发生，此时检测到感测电压vrect已经下降到最小电压vmin。回到使用第一整流电压节点和第一开关的转换将在时刻t＝t2处发生，此时感测到的电压vrect已经上升到可选地加上滞后电压vhyst的最小电压vmin。这样的转换应该每个在整流电压节点处的感测电压vrect的每个半正弦形状的间隔发生两次。

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