一种高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路的制作方法

本发明属于电力电子变换器技术领域，尤其是一种高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路。

背景技术：

当今社会能源危机越来越严重，能量回收再利用能有效的缓解能源危机。随着国防、航空、通讯、交通等领域的迅速发展，储能设备如电池也得到了广泛发展，蓄电池放电测试，老化测试是必不可少的环节。传统测试采用能耗型负载，电能白白浪费，同时还会产生大量热量和噪声。回馈式直流电子负载可以使电子负载吸收的电能最大程度的循环利用，大大降低了成本，也顺应了当今社会节能环保的国策，因此有着广泛的应用前景。回馈式直流电子负载主要由dc/dc变换器和并网逆变的dc/ac变换器组成。目前回馈式直流电子负载的研究主要有三种，第一种是由boost变换器和并网逆变dc/ac变换器级联组成，但此方案没有高频变压器隔离，在dc/ac变换器后面接工频变压器实现隔离则无法避免工频变压器的固有缺点。第二种是由移相全桥变换器和并网逆变器级联组成，此种方案虽能实现高频隔离，但是不适用于宽电压输入范围。第三种是由boost变换器、移相全桥变换器和并网逆变器三级级联组成，此方案能解决宽输入电压范围，并且带有高频隔离功能，但是移相全桥软开关不能在全范围内实现，控制也相对复杂，提高了整机的复杂度。

技术实现要素：

为解决现有技术中的缺陷和不足，本发明提供一种高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路，即两相交错并联boost变换器、llc-dcx变换器和t-type逆变器三级级联拓扑，第一级两相交错并联boost变换器用作负载模拟单元，可以模拟各种负载特性，并且将宽范围的输入电压提升至逆变器并网所需母线电压，解决了输入电压范围宽的问题；llc-dcx变换器始终定频工作在谐振点，能在全负载范围内实现开关管的zvs和副边整流二极管的zcs，实现变换器的高效率的同时实现了高频隔离功能；t-type逆变器能实现高压输入逆变并网，并且三电平形式能减小谐波含量，有效改善并网波形质量。

为实现上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路，它包括隔离型dc/dc变换器、dc/ac变换器和控制单元；宽电压输入范围的直流被测设备经隔离型dc/dc变换器和dc/ac变换器实现并网回馈能量；隔离型dc/dc变换器采用两级式结构，包括两相交错并联boost变换器和llc-dcx变换器；dc/ac变换器采用t-type逆变器；控制单元包括采样电路和dsp数字控制平台。

由于回馈式直流电子负载的输入电压范围宽，为150v≤vin≤750v，经分析，采用两级变换且初级为高频隔离，低压输入时很难找到合适的拓扑，因此考虑三级变换，初级为boost升压，将vbus1升压到dc/ac可以并网的电压要求，但三级变换效率会受影响，因此后级需考虑软开关及三电平技术；初级的boost变换器作为负载模拟单元，控制输入电流来实现恒流、恒功率和恒阻功能，控制输入电压来实现恒压功能；后面两级分别是高频隔离的dc/dc和并网逆变的dc/ac变换器，带高频隔离的dc/dc变换器采用全桥llc拓扑，可实现全负载范围内的软开关，提高整机效率；dc/ac变换器采用t型三电平逆变拓扑，降低了器件的应力，适合高压工作，变换效率高。其中，dc/ac变换器不仅仅局限于t-type逆变器，也可以是其他逆变器，根据母线电压cbus2可以选择合适的其他逆变器。本发明中母线电压cbus2高，属于高压场合，选用t-type逆变器优势更明显。

进一步地，两级式隔离型dc/dc变换器的第一级包括第一开关管q1、第二开关管q2、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第一电感l1和第二电感l2，第一开关管q1、第二二极管d2与第一电感l1和第二开关管q2、第三二极管d3与第二电感l2构成第一级两相交错并联boost变换器，该两相交错并联boost变换器驱动控制信号相位错开180°，其输入端并联接宽电压输入范围的直流被测设备，其输出端并联接母线电容cbus1，再与第二级llc-dcx变换器连接，第一二极管d1的阳极接正输入端，阴极接该两相交错并联boost变换器的输出正端，构成预充电支路，用于母线电容cbus1的预充电；第二级llc-dcx变换器包括第三开关管q3、第四开关管q4、第五开关管q5、第六开关管q6、第四二极管d4、第五二极管d5、第六二极管d6、第七二极管d7、谐振电感lr、谐振电容cr、变压器激磁电感lm和高频隔离变压器，第三开关管q3、第四开关管q4、第五开关管q5和第六开关管q6构成原边全桥变换电路，谐振电感lr、谐振电容cr和变压器激磁电感lm构成谐振电路，第三开关管q3和第五开关管q5的节点串联谐振电感lr，再与变压器激磁电感lm的一端和高频隔离变压器原边的一端连接，第四开关管q4和第六开关管q6的节点串联谐振电容cr，再与变压器激磁电感lm的另一端和高频隔离变压器原边的另一端连接，第四二极管d4、第五二极管d5、第六二极管d6和第七二极管d7构成副边全桥整流电路，第四二极管d4和第六二极管d6节点与高频隔离变压器副边的一端连接，第五二极管d5和第七二极管d7的节点与高频隔离变压器副边的另一端连接；所述两级式隔离型dc/dc变换器的第一输出端和第二输出端分别接母线电容cbus2的正极和负极，母线电容cbus2的正极和负极分别接dc/ac变换器的第一端和第二端。

进一步地，开关管q1-q6均为sicmos管，二极管d1-d7均为sic二极管。

进一步地，t-type逆变器包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4、第一分压电容c1、第二分压电容c2、第三滤波电感l3、第四滤波电感l4和滤波电容cf，第一开关管s1和第二开关管s2串联构成半桥结构，第三开关管s3和第四开关管s4反向串联，一端接到第一开关管s1和第二开关管s2的节点，另一端接到第一分压电容c1和第二分压电容c2的节点并接到电网地，第三滤波电感l3、第四滤波电感l4和滤波电容cf构成lcl滤波器，第三滤波电感l3和第四滤波电感l4串联，其节点通过滤波电容cf接到电网地，第四滤波电感l4的另一端接到电网。

进一步地，开关管s1-s4均为igbt。

进一步地，控制单元包括dc/dc控制部分和t-type逆变器控制部分；

其中，dc/dc控制部分的控制方法如下：

(1)两相交错并联boost变换器作为负载模拟单元，根据不同的电子负载工作模式，其控制对象不同；在恒流模式工作状态下，输入电流iin经采样电路输入到dsp(tms32028377)中，与输入电流参考iin_ref比较，误差信号由dsp中比例-积分-微分控制器(pid)计算后，与三角载波比较得到脉冲宽度调制(pwm)信号并输入到隔离驱动电路，分别控制两相交错并联boost变换器中第一开关管q1和第二开关管q2的占空比大小，控制输入电流iin等于输入电流参考iin_ref；llc-dcx变换器采用定频不控方法，输出电压直接跟随母线电压vbus1；

(2)在恒功率、恒阻模式工作状态下，恒功率值和恒阻值分别通过下式(1)和(2)转化为对应的恒电流值，这样恒功率和恒阻的控制框图都可以转化为恒流控制框图，进而相应的控制与恒流控制方法相同；

其中，pset为恒功率设定值，rset为恒阻设定值；

(3)在恒压模式工作状态下，输入电压vin经采样电路输入到dsp(tms32028377)中，与输入电压参考vin_ref比较，误差信号由dsp中比例-积分-微分控制器(pid)计算后，与三角载波比较得到脉冲宽度调制(pwm)信号并输入到两相交错并联boost变换器，分别控制第一开关管q1和第二开关管q2的占空比大小，控制输入电压vin等于输入电压参考vin_ref；llc-dcx变换器工作于dcx状态，输出电压直接跟随母线电压vbus1；

(4)llc-dcx变换器中高频隔离变压器变比设为1，开关频率等于谐振频率，增益为1；激磁电感lm根据实现llc原边全桥开关管zvs所需的能量来设计，如下式(3)：

其中，ts为llc开关周期，tdead为死区时间，coss为llc原边开关管结电容；

其中，t-type逆变器部分的控制方法采用母线电压外环和并网电流内环的双环控制方法，具体如下：

(1)采样母线电压vbus2信号送入dsp，经过二次工频陷波器滤波后，与母线电压基准值vbus2_ref作差，误差信号通过pi控制器得到电流内环的给定a；

(2)采样电网电流ig和电网电压vac信号送入dsp，电网电压采样信号经过dsp内锁相环计算，得到电网电压相位信息sin(ω0t)，从而得到电流参考信号asin(ω0t)，其中a为电压外环的输出，电网电流ig与asin(ω0t)比较，误差信号经过dsp内pi控制器计算后，与三角载波比较得到pwm信号，该pwm信号经光耦隔离驱动电路得到驱动信号，控制t-type逆变器中第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3和第四开关管s4的开通与关断，实现单位功率因数并网。

进一步地，整个电路为一个系统模块，该模块支持拓展，多个模块输入并联，可以提高最大功率输入，多个模块输入串联，可以提高最大输入电压。系统模块拓展，根据模块连接方式的不同，需要加入对应的均压均流控制；

模块输入并联时，直流输入端并联在一起，交流输出端分别连接到三相电网的a/b/c相，并联方式下整机最大输入电流为三个功率模块的最大输入电流之和，最大输入电压与单个模块相同，模块直流输入侧采用均流控制；

模块输入串联时，直流输入端串联在一起，交流输出端分别连接到三相电网的a/b/c相，串联方式下整机最大输入电流与单个功率模块的最大输入电流相同，最大输入电压等于三个功率模块的输入电压相加，模块直流输入侧采用均压控制。

有益效果：

1.本发明输入电压范围很宽，最高输入电压高，能满足大部分电池组及储能设备的放电需求，自然能源(太阳能电池阵列、风能发电)的虚拟负载的测试，ac/dc、dc/dc转换器的老化寿命测试等，能量回馈电网，节省用电和散热成本，并且支持模块拓展，多个模块的输入并联，可以提高最大功率输入，或多个模块输入串联，可以提高最大输入电压，且整个系统模块具有高效率、高可靠性、兼容性强等优势。

2.本发明的llc-dcx变换器工作在dcx状态，增益始终为1，控制简单、效率高，实现高频隔离，有效保护客户设备安全性。

3.本发明的llc-dcx变换器能在全负载、宽输入电压范围使原边开关管零电压开通，副边二极管零电流关断，大幅度减少开关损耗，提高效率并减小电磁干扰。

4.本发明的boost变换器采用交错并联技术，减小电容体积和纹波电流。

5.本发明的t-type逆变器适合高电压输入，漏电流小，三电平结构并网谐波小。

附图说明

图1是本发明的电路原理图；

图2是本发明的llc变换器工作波形图；

图3是本发明的恒流控制框图；

图4是本发明的恒压控制框图；

图5是本发明的起机流程图；

图6是本发明的输入并联模块拓展图；

图7是本发明的输入串联模块拓展图；

图8是本发明的输入均压均流控制方案图；

图中：1-两相交错并联boost变换器；2-llc-dcx变换器；3-t-type逆变器；

图中元器件符号说明：

vin输入电压lr谐振电感

d1-d7二极管cr谐振电容

l1第一电感lm激磁电感

l2第二电感c1-c2分压电容

q1-q6mosfets1-s4igbt

cbus1母线电容l3第三滤波电感

cbus2母线电容l4第四滤波电感

vbus1母线电压cf滤波电容

vbus2母线电压grid电网电压

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

如图1所示，本发明提出一种高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路，包括隔离型dc/dc变换器、dc/ac变换器和控制单元；宽电压输入范围的直流被测试设备经隔离型dc/dc变换器和dc/ac变换器实现并网回馈能量；隔离型dc/dc变换器采用两级式结构，包括两相交错并联boost变换器1和llc-dcx变换器2，dc/ac变换器采用t-type逆变器3，控制单元包括采样电路和dsp数字化控制。

两级式隔离型dc/dc变换器的第一级包括第一开关管q1、第二开关管q2、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第一电感l1和第二电感l2，第一开关管q1、第二二极管d2与第一电感l1和第二开关管q2、第三二极管d3与第二电感l2构成第一级两相交错并联boost变换器1，该两相交错并联boost变换器1驱动控制信号相位错开180°，其输入端并联接宽电压输入范围的直流被测设备，其输出端并联接母线电容cbus1，再与第二级llc-dcx变换器2连接，第一二极管d1的阳极接正输入端，阴极接该两相交错并联boost变换器1的输出正端，构成预充电支路，用于母线电容cbus1的预充电；第二级llc-dcx变换器2包括第三开关管q3、第四开关管q4、第五开关管q5、第六开关管q6、第四二极管d4、第五二极管d5、第六二极管d6、第七二极管d7、谐振电感lr、谐振电容cr、变压器激磁电感lm和高频隔离变压器，第三开关管q3、第四开关管q4、第五开关管q5和第六开关管q6构成原边全桥变换电路，谐振电感lr、谐振电容cr和变压器激磁电感lm构成谐振电路，第三开关管q3和第五开关管q5的节点串联谐振电感lr，再与变压器激磁电感lm的一端和高频隔离变压器原边的一端连接，第四开关管q4和第六开关管q6的节点串联谐振电容cr，再与变压器激磁电感lm的另一端和高频隔离变压器原边的另一端连接，第四二极管d4、第五二极管d5、第六二极管d6和第七二极管d7构成副边全桥整流电路，第四二极管d4和第六二极管d6节点与高频隔离变压器副边的一端连接，第五二极管d5和第七二极管d7的节点与高频隔离变压器副边的另一端连接；两级式隔离型dc/dc变换器的第一输出端和第二输出端分别接母线电容cbus2的正极和负极，母线电容cbus2的正极和负极分别接dc/ac变换器的第一端和第二端。其中开关管q1-q6均为sicmos管，二极管d1-d7均为sic二极管。

t-type逆变器3包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4、第一分压电容c1、第二分压电容c2、第三滤波电感l3、第四滤波电感l4和滤波电容cf，第一开关管s1和第二开关管s2串联构成半桥结构，第三开关管s3和第四开关管s4反向串联，一端接到第一开关管s1和第二开关管s2的节点，另一端接到第一分压电容c1和第二分压电容c2的节点并接到电网地，第三滤波电感l3、第四滤波电感l4和滤波电容cf构成lcl滤波器，第三滤波电感l3和第四滤波电感l4串联，其节点通过滤波电容cf接到电网地，第四滤波电感l4的另一端接到电网。其中开关管s1-s4均为igbt。

dc/ac逆变器不仅仅局限于t-type逆变器3，也可以是其他逆变器，根据母线电压cbus2可以选择合适的其他逆变器。本发明的母线电压cbus2高，属于高压场合，选用t-type逆变器3优势更明显。

llc-dcx变换器2中高频隔离变压器变比设计为1，开关频率等于谐振频率，增益为1。激磁电感lm根据实现llc原边全桥开关管zvs所需的能量来设计，如下式(3)：

其中，ts为llc开关周期，tdead为死区时间，coss为原边开关管结电容。

由于llc-dcx变换器2工作在开环定频状态，且实际工作时开关频率近似等于谐振频率。为了减小轻载时llc输出电压增益飘高的问题，lm/lr的比值应足够的大来使增益曲线在谐振点附近足够的平缓，这样llc在定频轻载工作时就不会出现输出电压飘的很高的问题。实际lm/lr取值为16/1，增益曲线在谐振点附近已经足够的平缓。

本发明的高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路，其具体的参数如下表1所示。

表1电路参数

如图2所示为开关管q5的漏源极电压vds_q5、vgs_q5和驱动电压信号，谐振电流ilr，激磁电流ilm以及流过副边整流二极管d4的电流id4的波形图。由该图可得，llc定频开环工作在谐振点附近可实现llc变换器的zvs开通和副边zcs关断，极大减小开关管的开通和关断损耗。

本发明提出的高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路的控制方法主要包括两部分：dc/dc部分控制方法和dc/ac部分(t-type逆变器3)控制方法，且两部分控制解耦，相互独立。

1.dc/dc部分控制方法如下：

图3给出了恒流模式控制时，dc/dc部分的控制框图，恒流控制方法包括以下步骤：

两相交错并联boost变换器1作为负载模拟单元，根据不同的电子负载工作模式，其控制对象不同。

恒流模式工作状态下，两相交错并联boost变换器1输入电流iin经采样电路输入到dsp(tms32028377)中，与输入电流参考iin_ref比较，误差信号由dsp中比例-积分-微分控制器(pid)计算后，与三角载波比较得到脉冲宽度调制(pwm)信号并输入到隔离驱动电路，分别控制两相交错并联boost变换器1的第一开关管q1和第二开关管q2的占空比大小，控制输入电流iin等于输入电流参考iin_ref。llc-dcx变换器2工作于dcx状态，输出电压直接跟随母线电压vbus1。

恒功率、恒阻工作模式下，都可以通过下式(1)和(2)转化为对应的恒流电流值，这样恒功率和恒阻的控制框图都可以转化为恒流控制框图，相应的控制与恒流控制方法一样。

其中，pset为恒功率设定值，rset为恒阻设定值。

图4给出了恒压模式控制时，dc/dc部分的控制框图，恒压控制方法包括以下步骤：

两相交错并联boost变换器1作为负载模拟单元，根据不同的电子负载工作模式，其控制对象不同。

恒压模式工作状态下，两相交错并联boost变换器1输入电压vin经采样电路输入到dsp(tms32028377)中，与输入电压参考vin_ref比较，误差信号由dsp中比例-积分-微分控制器(pid)计算后，与三角载波比较得到脉冲宽度调制(pwm)信号并输入到隔离驱动电路，分别控制两相交错并联boost变换器1的第一开关管q1和第二开关管q2的占空比大小，控制输入电压vin等于输入电压参考vin_ref。llc-dcx变换器2工作于dcx状态，输出电压直接跟随母线电压vbus1。

2.dc/ac部分(t-type逆变器3)控制方法如下：

图3和图4均给出了t-type逆变器3控制框图，t-type逆变器3控制方法包括以下步骤：

t-type逆变器3采用母线电压外环和并网电流内环的双环控制策略。

第一，采样母线电压信号送入dsp，经过二次工频陷波器滤波后，与母线电压基准值作差，误差信号通过pi控制器得到电流内环的给定a。

第二，采样电网电流ig和电网电压vac信号送入dsp，电网电压采样信号经过dsp内锁相环计算，得到电网电压相位信息sin(ω0t)。从而得到电流参考信号asin(ω0t)(a为电压外环的输出)。电网电流ig与asin(ω0t)比较，误差信号经过dsp内pi控制器计算后三角载波比较得到pwm信号。该pwm信号经光耦隔离驱动电路得到驱动信号，控制t-type逆变器3的第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3和第四开关管s4的开通与关断，实现单位功率因数并网。

3.如图5所示为本发明提出的高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路整机的恒流起机流程图。

dc/ac变换器先通过电网反方向给cbus2预充电，当vbus2的电压建立到780v后，dc/dc变换器开始软起动。恒流软起动时，iin_ref慢慢往上加到给定值，同时，llc移相软起，此过程中cbus1电压缓慢增加，当vbus1增加到780v以后，dc/ac变换器自动切换为正向运行状态，并网回馈能量，然后变换器进入稳态工作状态，控制从起机控制变换到稳态控制。

本发明提出的高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路，其整体构成一个系统模块。该模块支持拓展，多个模块的输入并联，可以提高最大功率输入；多个模块输入串联，可以提高最大输入电压。根据模块连接方式的不同，需要加入对应的均压均流控制。

如图6所示，模块输入并联时，直流输入端并联在一起，交流输出端分别连接到三相电网的a/b/c相，并联方式下整机最大输入电流为三个功率模块的最大输入电流之和，最大输入电压与单个模块相同，模块直流输入侧采用均流控制。

如图7所示，模块输入串联时，直流输入端串联在一起，交流输出端分别连接到三相电网的a/b/c相，串联方式下整机最大输入电流与3单个功率模块的最大输入电流相同，最大输入电压等于三个功率模块输入电压相加，例如两个模块串联输入电压可以达到1500v，模块输入侧采用均压控制。

如图8所示为功率模块之间的均流均压控制图，当前采用can通信母线方式进行均流或者均压控制。功率模块之间均流均压运算放置在dsp中，并通过模块之间can通信以实现各种电压电流信息的传递，每块模块在总线上轮询发送各自电流电压值，来达到均流均压目的。

综上所述，本发明提出的高压、宽电压输入范围回馈式直流电子负载电路，其适用于各种电池组合的放电测试，自然能源(太阳能电池阵列、风能发电)的虚拟负载的测试等，且具有输入电压范围宽、最高输入电压高、高频隔离、效率高及节能环保等优势，具备现有电路所不具备的优势。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，例如实施例中的两相交错并联boost变换器也可以是单个boost变换器或者多相交错并联boost变换器，多个模块的输入并联提高最大功率输入，或者多个模块输入串联提高最大输入电压，都在本发明的保护范围之内，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。