用于抑制模块化多电平变换器环流的无源反步控制方法与流程

本发明涉及模块化多电平变换器控制领域，尤其是涉及一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源反步控制方法。
背景技术：
：目前，模块化多电平变换器(modularmultilevelconverter，mmc)被广泛应用于分布式电源的并网系统，mmc的数学模型简单，通过控制mmc各子模块中开关管的导通与关断，便能实现输出电压的切换，但由于mmc中包含多个子模块，伴随各个子模块的切入切出，使得子模块中电容电压难以达到完全均衡，引起桥臂之间电压不均衡，进而形成环流。为抑制mmc运行过程中产生的环流，传统矢量控制方法没有从能量角度出发，无法针对mmc的非线性本质进行有效控制，一旦存在不确定性扰动，将使得传统矢量控制面临抗扰性和鲁棒性的挑战；现有的非线性控制方法虽然在一定程度上解决了非线性控制的问题，但在能量优化方面存在不足，系统的能量损耗过大，且其暂态性能较差，调节时间过长，动态响应速度慢。技术实现要素：本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源反步控制方法。本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源反步控制方法，包括以下步骤：s1、根据mmc的单相等效电路，并基于正定二次型能量函数，得到mmc环流的pchd模型；s2、采用无源控制及反步控制理论，构建基于pchd模型的mmc环流抑制无源反步控制器；s3、将环流的二倍频实际值与参考值输入mmc环流抑制无源反步控制器，以输出环流电压补偿量；s4、对环流电压补偿量进行载波移相调制，以生成调制波，通过调制波控制mmc子模块中开关管的导通与关断，实现环流抑制的目的。进一步的，所述步骤s1具体包括以下步骤：s11、根据mmc的单相等效电路，得到dq旋转坐标系下的环流动态方程；s12、分别选取状态变量、输入和输出变量，并基于正定二次型能量函数，对环流动态方程进行等效变换，得到mmc环流的pchd模型。进一步的，所述步骤s11中环流动态方程具体为：其中，ω0为基波角频率，lm为桥臂电感，rm为桥臂电阻，icird和icirq分别为三相环流二倍频的d轴分量实际值和q轴分量实际值，ucird和ucirq分别为三相环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，d为微分算子，t为时间。进一步的，所述步骤s12中状态变量、输入和输出变量具体为：其中，x为状态变量，u为输入变量，y为输出变量，x1和x2分别为状态变量的d轴分量和q轴分量，u1和u2分别为输入变量的d轴分量和q轴分量，y1和y2分别为输出变量的d轴分量和q轴分量；正定二次型能量函数具体为：其中，h(x)为mmc环流非线性系统中原存储的能量；mmc环流的pchd模型具体为：其中，为状态变量x对时间的微分，j(x)为互联矩阵，r(x)为阻尼矩阵，g(x)为端口矩阵。进一步的，所述步骤s2具体包括以下步骤：s21、定义状态变量误差，设置mmc环流闭环控制系统期望能量函数；s22、结合mmc环流的pchd模型和期望能量函数，得到mmc环流闭环系统的状态方程；s23、根据mmc环流闭环系统的状态方程，确定无源控制律的约束条件，获取基于pchd模型的mmc环流抑制无源控制律；s24、基于反步控制理论，通过等效变换环流动态方程，并定义渐进跟踪误差，以获取mmc环流抑制反步控制律；s25、结合mmc环流抑制无源控制律和mmc环流抑制反步控制律，构建mmc环流抑制无源反步控制器。进一步的，所述步骤s21中期望能量函数具体为：x*＝[x1*x2*]xe＝x-x*其中，hd(x)为期望能量，ha(x)为通过引入状态反馈控制所注入系统的能量，xe为状态变量误差，d为电感矩阵，x*为期望平衡点，和分别为期望平衡点的d轴分量和q轴分量。进一步的，所述步骤s22中mmc环流闭环系统的状态方程具体为：jd(x)＝j(x)+ja(x)rd(x)＝r(x)+ra(x)其中，jd(x)为系统期望的互联矩阵，rd(x)为系统期望的阻尼矩阵，ja(x)和ra(x)分别为注入的耗散矩阵和阻尼矩阵。进一步的，所述步骤s23中无源控制律的约束条件具体为：选取注入的耗散矩阵为0：ja(x)＝0即有：u＝g-1(x)[(jd(x)-rd(x))d·x-(jd(x)-rd(x))d·x*-(j(x)-r(x))d·x]＝g-1(x)[-rd(x)d·x-(j(x)-rd(x))d·x*+r(x)d·x]＝g-1(x)[-ra(x)d·x-(j(x)-rd(x))d·x*]基于pchd模型的mmc环流抑制无源控制律具体为：其中，u1cird和u1cirq分别为无源控制环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，i*cird和i*cirq分别为三相环流二倍频的d轴分量参考值和q轴分量参考值，ra1和ra2均为注入的正阻尼参数，即注入的阻尼矩阵进一步的，所述步骤s24中环流动态方程等效变换为：x1＝lmicirdx2＝lmicirqa2＝2ω0其中，a1和a2均为等效变换系数；渐进跟踪误差为：其中，e1和e2分别为icird和icirq的渐进跟踪误差，mmc环流抑制反步控制律具体为：其中，u2cird和u2cirq分别为反步控制环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，k1和k2均为反步控制参数。进一步的，所述步骤s3中环流电压补偿量具体为：与现有技术相比，本发明具有以下优点：一、本发明基于pchd模型对mmc环流进行无源控制，通过能量函数整形，使能量函数在期望平衡点取得最小值，优化了控制系统的输入、输出能量，降低了能量损耗，利用pchd系统的输入输出映射，确保系统全局渐进稳定。二、本发明采用反步控制理论，通过保留非线性项抵消lyapunov函数一阶导数中的非线性项，以满足lyapunov稳定性定理，同时引入线性量，有效改善了控制闭环系统的暂态性能，实现了内外扰动下环流二倍频分量的快速跟踪。三、本发明结合无源反步控制进行mmc环流抑制，控制运算简单，调节时间短，鲁棒性强，在不确定的扰动情况下，具有更强的稳定性和更快的响应速度。附图说明图1为本发明的方法流程示意图；图2为mmc的单相等效电路图；图3为本发明基于pchd模型的mmc环流抑制无源反步控制框图；图4a为实施例中mmc的直流侧电流波形；图4b为实施例中mmc的a相上、下桥臂电流波形；图4c为实施例中mmc的a相上、下桥臂子模块电容电压波形；图4d为实施例中mmc的三相相间环流波形；图4e为实施例中mmc的相间二倍频环流波形；图4f为实施例中mmc的交流侧三相电压波形；图4g为实施例中mmc的交流侧三相电流波形。具体实施方式下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。如图1所示，一种用于抑制模块化多电平变换器环流的无源反步控制方法，包括以下步骤：s1、根据mmc的单相等效电路，并基于正定二次型能量函数，得到mmc环流的pchd模型；s2、采用无源控制及反步控制理论，构建基于pchd模型的mmc环流抑制无源反步控制器；s3、将环流的二倍频实际值与参考值输入mmc环流抑制无源反步控制器，以输出环流电压补偿量；s4、对环流电压补偿量进行载波移相调制，以生成调制波，通过调制波控制mmc子模块中开关管的导通与关断，实现环流抑制的目的。其中，述方法步骤具体包括以下过程：根据图2所示模块化多电平变换器的单相等效电路图，可得dq旋转坐标系下环流动态方程：式中，ω0为基波角频率，lm为桥臂电感，rm为桥臂电阻，icird和icirq分别为三相环流二倍频的d轴分量实际值和q轴分量实际值，ucird和ucirq分别为三相环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，d为微分算子，t为时间；选取状态变量x、输入变量u、输出变量y为：式中，x为状态变量，u为输入变量，y为输出变量，x1和x2分别为状态变量的d轴分量和q轴分量，u1和u2分别为输入变量的d轴分量和q轴分量，y1和y2分别为输出变量的d轴分量和q轴分量；设计正定二次型能量函数：对dq旋转坐标系下环流动态方程式(1)进行等效变换，得到mmc环流pchd模型：式中，为互联矩阵，为阻尼矩阵，为端口矩阵；由式(3)和式(4)可得耗散不等式：式(5)左边是整个mmc环流系统的增量，右边是外部供给能量，映射u→x为输出严格无源的，系统满足无源性条件；根据系统控制性能目标，设置mmc环流系统的期望平衡点为：定义状态变量误差xe＝x-x*，设置mmc环流闭环控制系统期望能量函数：式中，h(x)为mmc环流非线性系统中原存储的能量，ha(x)为通过引入状态反馈控制所注入系统的能量；h(x)、ha(x)、hd(x)对x的导数分别为由式(4)、式(7)，可得mmc环流闭环系统的状态方程为：式中，jd(x)＝j(x)+ja(x)为系统期望的互联矩阵，rd(x)＝r(x)+ra(x)为系统期望的阻尼矩阵，ja(x)、ra(x)分别为注入的耗散矩阵和阻尼矩阵；联立式(3)、式(9)可得状态反馈控制律满足如式(10)所示的偏微分方程期望的互联矩阵和阻尼矩阵需分别满足式(11)和(12)：选取ja(x)＝0，使得控制律简易可行且系统收敛速率可控，联立式(8)、式(10)可得由式(13)可得pchd模型下mmc环流抑制无源控制律为：式中，u1cird和u1cirq分别为无源控制环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，i*cird和i*cirq分别为三相环流二倍频的d轴分量参考值和q轴分量参考值，ra1和ra2均为注入的正阻尼参数；在mmc环流无源控制的基础上，加入反步控制，控制策略中保留mmc环流系统的非线性项，提升闭环系统的动态响应性能。式(1)可等效变换为式中，a1和a2均为等效变换系数；定义icird和icirq的渐进跟踪误差为渐进跟踪误差导数为为了实现系统控制目标e1→0和e2→0，定义lyapunov函数为联立式(16)、式(17)、式(18)，可得lyapunov函数的一阶导数为由于mmc环流系统的期望平衡点为忽略状态变量参考值的微分项和设计mmc环流抑制反步控制律为式中，u2cird和u2cirq分别为反步控制环流电压的d轴补偿量和q轴补偿量，k1和k2均为反步控制参数；联立式(20)、式(14)，推导可得mmc环流抑制无源反步控制器输出的环流电压补偿量为即有：由此可得mmc环流抑制无源反步控制器的控制框图如图3所示，将输出的环流电压补偿量(ucird、ucirq)输入载波移相调制模块，以生成调制波对应地发送给mmc各相桥臂的子模块，进而控制mmc各相桥臂子模块中开关管的工作状态，实现对mmc各相环流的抑制。在matlab/simulink中搭建模块化多电平变换器及环流抑制的仿真模型，对本发明环流抑制的有效性进行验证，本实施例的仿真参数如表1所示。表1仿真参数仿真模型参数数值子模块数量n/个24子模块电容c/mf2桥臂电感lm/mh5桥臂电阻rm/ω5交流侧额定电压uk/v220交流系统频率f/hz50直流侧电压udc/v650交流侧电感l/mh1交流侧电阻r/mω100在mmc系统稳态运行下，采用基于pchd模型的环流抑制无源反步控制方法进行仿真测试：设置仿真时间为0.5s，在t＝0.4s时启动环流抑制无源反步控制，仿真结果如图4a～4g所示。由图4a分析可知，无源反步环流抑制方法有效降低直流侧功率脉动，提升系统稳定性；由图4b分析可知，未采用环流抑制时，由于存在二倍频负序环流分量导致a相上桥臂电流存在畸变；t＝0.4s后，实施环流抑制无源反步控制，mmc桥臂电流主要为直流分量和基频分量，接近于理想正弦波，波形质量得到改善；由图4c分析可知，二倍频负序分量的抑制使得直流电容量和子模块电容电压波动明显减小；由图4d分析可知，二倍频负序dq轴分量实际值(icird，icirq)均能够快速地跟踪给定环流二倍频分量参考值由图4e分析可知，t＝0.4s前三相环流波形具有明显的二倍频特性，启动环流抑制无源反步控制后，三相环流均在直流分量处波动，与理论分析结果一致，采用无源反步环流抑制策略，二倍频环流分量得到有效抑制，环流抑制效果明显；由图4f和图4g分析可知，mmc环流抑制后没有影响交流侧输出外特性，系统运行平稳。当前第1页12