控制器的制作方法

技术领域

本公开内容总体涉及电源，具体而言但不排他地，涉及用于具有功率因数校正(PFC)的开关模式电源的控制器。

背景技术：

电子设备使用电力运行。由于开关模式电源的高效率、小尺寸和低重量，它们通常被用来为当今的许多电子设备供电。常规的壁式插座提供低频交流电。在离线开关电源中，交流(ac)输入被转换以通过能量传递元件提供经良好调节的直流电(dc)输出。开关模式电源控制器通常通过在闭合回路中感测该输出并且控制它来提供输出调节。一些离线开关电源包括功率因数校正(PFC)特征，其中所述控制器还提供一个内部电流回路，以控制线路电流的电流整形。开关模式电源的运行包括高频切换，以通过改变开关的接通时间、断开时间或切换频率来提供想要的输出。典型地，在脉冲宽度调制PWM中，占空比是受控的，其中该占空比是接通时间与总切换周期的比率。

在设计开关模式电源时，常常考虑一些要求，诸如效率、尺寸、重量和成本。控制该开关模式电源的切换的控制器可被设计成符合某些管理机构对功率因数和效率的要求。例如，常规控制器可以被设计成控制该开关模式电源的切换，以提供比在不同的负载水平和在不同的操作条件(例如低线路电压或高线路电压)下的预定义值更高的功率因数(PF)和效率。更高的PF提供与输入电压同相的正弦输入电流，并且包含可接受的低频谐波水平(例如，总谐波失真THD的低水平)。高效率还被要求在高负载时减少功率损耗和加热，同时在较低负载和空载时提供有效运行。

附图说明

参照下面的附图描述本发明的非限制性和非穷举性实施方案，其中除非另有说明，在各个视图中相同的参考数字指代相同的部分。

图1是例示根据本发明的一个实施方案的示例功率因数校正(PFC)转换器的功能框图。

图2A是例示根据本发明的一个实施方案的供PFC转换器中使用的示例控制器的功能框图。

图2B是例示根据本发明的一个实施方案的功率因数(PF)增强器的一种示例实施方式的功能框图。

图2C是例示根据本发明的一个实施方案的PF增强器的另一种示例实施方式的功能框图。

图3是例示根据本发明的一个实施方案的示例控制器的功能框图。

图4A和4B示出没有输入电流预失真的输入线路电压和电流波形。

图4C和4D示出根据本发明的一个实施方案的具有输入电流预失真的输入线路电压和电流波形。

图5A-5C示出根据本发明的一个实施方案的在输入线路电压的每个半线路周期期间变化的可变乘法因数。

图6A和6B示出根据本发明的一个实施方案的在输入线路电压上的瞬时事件以及在可变乘法因数中的相关变化。

图7是例示功率因数增强器的数字实施方式的逻辑块的一个实施例。

图8示出根据本发明的一些实施方案的可被用于在每个半线路周期期间确定可变乘法因数的三个可选的斜坡函数。

在下面的描述中阐明了许多具体细节，以提供对实施方案的透彻理解。然而，相关领域技术人员将认识到，可以在没有一个或多个具体细节的情况下、或者用其它方法、组件、材料等来实践本文所描述的技术。在其他实例中，未详细示出或描述公知的结构、材料或操作，以避免模糊某些方面。

在整个说明书中提及的“一个实施方案”或“一实施方案”意味着关于该实施方案所描述的具体的特征、结构或特性被包含在本发明的至少一个实施方案中。因此，在整个说明书中的多个地方出现的短语“在一个实施方案中”或“在一实施方案中”不一定都指同一实施方案。此外，具体的特征、结构或特性可按任何合适的方式结合在一个或多个实施方案中。

具体实施方式

由于常规开关功率转换器可能会向交流源呈现非线性负载，电源从交流源汲取的电流的波形可以是非正弦的和/或与交流输入电压波形异相的。这导致交流干线分配系统中增加的损耗，并且在世界许多地方，现在这是电源制造商保证电源所汲取的电流是正弦并且与交流电压波形同相的立法要求或自愿要求的主题。因此，本文中所公开的实施方案可以提供对输入电流波形的校正。这样的校正可以称为功率因数校正(PFC)。一般而言，如果输入交流电流波形和电压波形为正弦的且完美地同相，则电源的功率因数为1(或100％)。换言之，经功率因数校正的输入将向交流源呈现一个负载，该负载相当于将一个固定电阻耦合在交流源两端。随着输入电流相对于交流源电压的谐波失真和/或相位偏移的增加，功率因数降至1以下。功率因数要求通常要求功率因数大于0.9并且可能具有对输入电流波形的谐波含量的要求。

如上文所讨论的，在AC/DC(离线)功率转换器中，除效率要求外，监管标准已经为市场上的开关模式功率转换器(例如，金、银或铜)的性能评定建立了PF(功率因数)和THD(总谐波失真)的最低要求。具有功率因数校正的转换器的功率因数限制应既在高负载下又在低负载下时被满足。通常在高负载时更容易提供良好的功率因数而且市面上存在这样做的PFC转换器。然而，对于低负载(通常为20-25％或以下)，由于导致电流相移的输入电容性滤波效应的更显著影响和由于导致线路电流的较高THD的寄生或噪声影响，更难以实现高功率因数。

因此，本公开内容的实施方案提供一种功率因数(PF)增强器，该功率因数(PF)增强器被添加至PFC转换器(例如，升压PFC转换器)的控制器，该功率因数(PF)增强器可在预定的负载和输入电压(例如，在20％的负载和230V的输入电压)时增强线路电流的功率因数，该功率因数符合PF监管标准会是有利的。

从在低负载和/或高线路电压时对PFC转换器的线路电流失真的研究和分析中，已观察到在半线路周期的第一半(四分之一线路周期，例如，0<ωt<π/4)，正弦输入电流波形的上升斜率通过被拉升而失真。在半线路周期的第二半(四分之一线路周期，例如，π/4<ωt<π/2)，输入电流波形的下降斜率通过被下推而失真。因此，本公开内容的实施方案提供以相反方向在感测电流上应用受控的预失真(其被PFC引擎用来处理参考电流)来补偿和改善线路电流波形的功率因数PF和总谐波失真THD。感测电流上的这样的预失真的模式/算法是这样的，使得感测电流将在半线路周期的第一半(四分之一线路周期，例如，0<ωt<π/4)的上升斜率期间被拉升，并且在半线路周期的第二半(四分之一线路周期，例如，π/4<ωt<π/2)的下降斜率期间被下推。电流波形上的失真是负载水平的函数(取决于负载水平；例如，40％的负载中的电流波形失真不同于20％的负载)。因此，本公开内容的实施方案可提供被调整以补偿一个预定义的特定负载水平的预失真。

在PFC控制器的一个实施例中，通过线路电压的已检测到的峰并且响应于该峰电压的值(与峰值的平方成比例)修改电流参考，其中该峰电压通常是在整个线路周期内是恒定的。示例的预失真通过使该线路电压的已检测到的峰乘以一个可变乘法因数来操纵该线路电压的已检测到的峰，该可变乘法因数在整个线路周期内不是恒定的并且是线路半周期相角的斜坡下降函数。这使参考电流预失真，以针对某一范围的负载电流和线路电压(例如大约20％的负载和230V的线路电压)补偿电流波形失真。

图1是例示根据本发明的一个实施方案的示例PFC转换器100的功能框图。例示的示例PFC转换器100是离线PFC升压开关功率转换器，其接收线路周期为TL的交流正弦输入电压VAC 102并且从线路汲取输入电流IAC 104。PFC转换器100包括输入EMI滤波器块105、桥式整流器106，该桥式整流器106在端子108处给升压级提供全波整流电压VRECT 107。

输入电容器110被耦合在桥式整流器106两端，以旁路和过滤掉来自开关器件140的高频电流。对于没有功率因数校正(PFC)的应用，输入电容器110要足够大，使得直流电压将被施加到电感器115。然而，对于具有PFC的功率转换器，使用具有小电容值的输入电容器110来保存线路正弦波形，并允许施加至电感器115的电压大体上跟随经整流的正弦电压VRECT，特别是对于较大的负载。

在图1的示例转换器100中，升压级包括升压电感器115、输出整流器118和开关电路130，该开关电路130包括开关器件140和控制器150。开关器件140和控制器150可以被包含在一个集成电路中。图1中的输出整流器118被耦合到电感器115并且被示例为单个二极管(升压二极管)。然而，在一些实施方案中，整流器118可以是被用作同步整流器的晶体管。

PFC转换器100从一个未经调节的输入电压向负载125提供输出功率，该未经调节的输入电压可以是交流线路电压(诸如，从常规的壁式插座所提供的)，且在一个实施方案中，开关器件140可以是晶体管，诸如金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)。

图1中的输出电容器120和负载125都被耦合到整流器118。提供给负载125的输出可以是经调节的输出电压VO 122、经调节的输出电流IO 124或两者的组合。

输出电容器120在具有输出/负载电流IO 124的负载125上施加经滤波的直流输出电压VO 122，以提供负载功率。对于图1的非隔离升压转换器，在转换器的输入和输出处的参考接地101是共同的。

PFC转换器100还包括具有电路块的控制器150，以调节输出并在输入处提供PFC。在图1的例示的简化实施例中的控制器150可以包括多个内部块。电流感测块148接收开关感测电流144以处理电流感测信号146从而控制开关器件140的切换以实现电流整形和过电流保护。

反馈电路(未示出)可被耦合到PFC转换器100的输出，以传递输出感测信号121(例如，通过电阻分压器)并在FB端子136产生反馈信号。在一个实施方案中，代表输出电压122的输出感测信号可生成电流信号或电压信号。调节块156通过FB端子接收反馈信号并且基于控制器150接收的输入/输出信息，通过驱动器块145和驱动器输出信号142控制开关器件140的切换，以从一个未经调节的输入电压提供经调节的DC输出电压。输入电压检测器158在控制器的Vin端子处从输入感测信号111接收输入电压信号138，并且可检测输入线路峰值和零交叉，以向PFC和PF增强器155提供所要求的参考。

在一个实施方案中，控制器150生成切换信号142以控制开关器件140的切换来调节开关功率转换器100的输出，以及响应于交流输入电压信号和电流感测提供功率因数校正。

控制器端子S132(代表MOSFET开关器件140的实例中的源极)和端子G131(代表控制器的参考接地)被耦合到转换器的功率接地参考101。已认识到电压信号和电流信号每个都可既含有电压分量也含有电流分量。然而，如本文中所使用的术语“电压信号”意味着该信号的电压分量代表相关信息。类似地，如本文中所使用的术语“电流信号”意味着该信号的电流分量代表相关信息。通过举例的方式，到FB端子136的反馈信号可以是具有电压分量和电流分量的电流信号，其中电流分量代表输出感测121。

在一个实施例中，控制器150和开关器件140可被实施和制造为单块集成电路或混合集成电路IC以实现紧凑和高效运行，或者可以用分立的电气部件、或分立部件和集成部件的组合来实现，且可以包括开关器件140的高电势侧端子D134(代表MOSFET开关器件的实例中的漏极)。

图2A是例示根据本发明的一个实施方案的示例PFC转换器200A的功能框图。PF增强器块210A在输入206处接收(例如，经整流的或交流输入线路电压的按比例缩小的信号)，并通过零交叉检测器211检测输入线路零交叉，零交叉检测器211生成零交叉信号，该零交叉信号被预失真发生器219使用以在每个半线路周期生成预失真信号221。在每个半线路周期时，预失真信号221将通过乘法器223被调制在所感测和经缩放的电流信号222上。PFC转换器中的所感测的电流284可以是在输入返回线路处感测的升压电感器电流，或者如图2A的实施例示出的，可以是通过内部感测FET感测的升压功率开关电流或者是在与该升压功率开关串联的外部感测电阻器上感测的升压功率开关电流。所感测的电流284被输入到缩放块260中，该缩放块260为输入线路电流生成电流整形参考以跟随输入线路电压的正弦波形。在每个负载和线路条件下(具体地，当输入线路处于高电平时，例如：通常为230Vrms或在160Vrms以上，并且负载在低水平时，例如：低于25％)，调制在所感测和经缩放的电流信号222上的预失真信号221应被强加，使得它将以相反的方向补偿失真，否则该失真原本可能在那个特定的负载和线路条件时发生。在具有PFC控制器的升压转换器的一个实施例中，在高输入线路电压(例如，230V交流)和轻负载(例如，<25％负载)时在线路输入电流上可能发生典型的高的总谐波失真(高THD因数)。

图2B是例示PF增强器210B的一个示例实施方式的功能框图，该PF增强器210B利用输入线路电压的峰值来进行开关接通时间控制。在图2B的实施方案中，该PF增强器的预失真信号可以被调制在输入线路峰值信号上，以补偿在某些负载和线路条件下发生的高的总谐波失真(高THD因数)和线路电流的低功率因数。

在图2B中，PF增强器210接收经整流的/AC线路周期信号206。输入信号206被耦合到零交叉检测器211以及被耦合到峰检测器212。输入线路信号206被零交叉检测器211使用以检测线路周期的零交叉，其中零交叉信号213将被峰检测器212使用以生成峰值信号214。为了保持PFC控制器中的回路增益恒定，线路前馈函数218可以被施加在峰值信号214上。在一个实施例中，所要求的线路前馈函数218可以是平方函数或者是模拟二阶抛物线函数的阶梯式线性函数。

零交叉信号213还将被用在峰调制器块215中，以在每个半线路周期(两个连续的零交叉信号之间)生成峰调制器函数217。在一个实施例中，在每个半线路周期，峰调制器函数217可以是倾斜向下的线性或非线性函数，该线性或非线性函数被定制以补偿线路电流波形所要求的整形，从而实现具有减少的总谐波失真和较高的功率因数的改进的正弦电流波形。在每个半线路周期，峰调制器函数217则将通过乘法器216调制在信号219上。信号219是由块212从经整流的/AC线路周期信号206检测的峰信号214上暗含的线路前馈函数，其中乘法器216的输出形成在每个半线路周期重复地(周期地)生成的预失真信号221。

在高线路(例如，230V交流)和低/轻负载(额定的～20％)运行条件下可能发生的输入线路电流的典型失真中，与输入电压的正弦波形相比较，线路电流在半线路周期的第一半(四分之一线路周期)趋向于向上倾斜，而在半线路周期的第二半趋向于向下倾斜，这导致电流波形中的高THD以及差的功率因数。预失真函数221是这样的，使得当通过乘法器223被与电流信号222(即，通过块260被缩放的感测电流284)相乘时，将导致形成在原始失真的相反方向上进行补偿的经整形的电流波形224；即，它将起到在半线路周期的第一半(四分之一线路周期)拉升线路电流波形并且在半线路周期的第二半(四分之一线路周期)将线路电流波形向下推的作用。当PF增强器210未被使能时(例如，在低线路和/或高负载运行时，使得电流失真和THD是低的且PF不需要提高)，信号221只是信号219，该信号219是通过线路前馈函数218被强加的峰值信号214。PFC控制器的开关控制块270中的接通时间控制器250接收经修改的电流信号224，并与其它的控制信号276组合并且通过PFC控制器中其它控制块的功能(将在图3中解释)，将切换信号279输出至驱动器282以接通或断开PFC功率开关285，从而控制能量到功率转换器输出的传递。

图2C是例示PF增强器210C的另一个示例实施方式的功能框图，其中在零交叉检测器211中且通过峰检测器212(如图2A和2B中所描述的)处理经整流的或交流的线路信号206(在一个实施例中，缩放的经整流的/AC感测输入电压)。通过接收零交叉信号213，峰检测块212生成Vpk信号214并且峰调制器块215生成峰调制器函数217，与图2B中的实施方式选项比较，该峰调制器函数217首先通过乘法器316相乘，然后结果218被呈现给线路前馈函数219，以在每个半线路周期时在PF增强器210C的输出221处生成预失真信号221。然后在每个半线路周期，预失真信号221被强加到经缩放的感测电流信号222，经缩放的感测电流信号222是由缩放感测电流块260一接收到感测电流284(在一个实施例中可能是通过感测FET或感测电阻)时就生成的。预失真电流信号224可被接通时间控制器250使用，以控制开关接通时间并且在高线路和/或低负载运行条件时补偿电流失真和提高功率因数。如果PF增强器特征没有通过使能信号“En 225”被使能(例如，在低线路和/或高负载运行条件时，PF自然是高)，则接通时间斜坡块250接收的信号224只是通过线路前馈函数219被强加的(调制的)、并且被乘以经缩放/所感测的电流信号222的峰检测信号214。开关控制单元(块)270是PFC控制器IC的一部分，在一个实施例中，开关控制单元(块)270可以包括多个所要求的块并且接收一些控制信号276以生成切换信号279，该切换信号279通过驱动器282接通和断开PFC功率开关285，以控制能量到功率转换器输出的传递。

图3示出利用PF增强器310的一个示例PFC控制器的功能内部框图。经整流的或AC线路信号(在一个实施例中是缩放的经整流的/AC感测输入电压)在控制器引脚306处被接收，并且如图2A-C中所描述的通过零交叉检测器311和峰检测器312被处理。通过接收零交叉信号313，峰检测器312生成Vpk信号314并且峰调制器块315生成类似于图2C的示例实施方式的峰调制器函数317。乘法器316生成结果318，该结果318随后被呈现给线路前馈函数319以在每个半线路周期时在PF增强器的输出处生成预失真信号321。在每个半线路周期时，预失真信号321被强加在经缩放的所感测的电流信号322上，该经缩放的所感测的电流信号322是由缩放感测电流块360通过接收所感测的电流384而生成的，在此实施例中，该所感测的电流384是通过一个与功率开关385结合的感测FET386接收的。预失真电流信号324然后被接通时间控制器350使用，以在高线路和/或低负载运行条件时补偿电流失真和提高功率因数。在一个实施例中，使能信号“En325”被耦合到峰调制器块315以在高线路和/或低负载时激活PF增强器函数来提高功率因数。如果PF增强器特征没有通过使能信号“En325”被激活(例如，在低线路和/或高负载运行条件)，则接通时间控制器350接收的信号324只是通过线路前馈函数319强加的、并且乘以经缩放的/所感测的电流信号322的峰检测信号314。

在一个实施方案中，PFC转换器的输出调节是通过从转换器在FB引脚308上的输出接收反馈信号332来实现的，该反馈信号通过反馈和补偿电路块330生成电压误差信号Ve338，该电压误差信号Ve338被控制器用来控制能量的传递并且调节输出。接通时间控制器350通过接收来自乘法器323的信号324和电压误差信号Ve338可以生成接通信号371。断开时间控制器340通过接收来自引脚Vin306的信号Vin342(经整流的/AC线路周期)、来自引脚FB308的反馈信号FB332和电压误差信号Ve338可以生成断开时间信号372。开关通断控制监视块370被耦合到分别向开关通断控制监视块370提供接通时间信号371和断开时间信号372的接通时间控制器350和断开时间控制器340。切换信号379是由开关通断控制监视块370通过接通时间信号371、断开时间信号372并且考虑保护信号376而生成的。

切换信号379的上升沿和下降沿还分别为接通时间控制器350和断开时间控制器340提供复位信号。

切换信号379通过驱动器382命令功率开关385在分别耦合到IC的外部引脚D303和S302的漏极D381和源极383端子之间的通断控制，其中源极引脚302被耦合到接地引脚G301。应理解，在一个实施例中，功率开关385和驱动器382(开关和驱动器单元380)可以被集成为控制器IC中的单块或混合结构。

为控制器300的不同块供电的电源是通过内部电源块305提供的，内部电源块305通过控制器引脚Vcc304被耦合到外部电源，并且该电源设置具有所要求的欠/过电压保护向控制器300中多个内部块提供电源链路307。

图4A示出当PF增强器未被使能(即，禁用)并且EMI/切换噪声未被过滤掉时在高线路电压和/或低负载情况下所捕获的线路电压和线路输入电流(在一个实施例中可以是230伏的输入电压和20-25％的输出负载)的一个实施例。如所示，甚至在PFC运行时，当在低电流水平时，由于桥式电容器和EMI滤波器的影响，即使感测到的电流将是正弦曲线，输入电流波形仍失真。对于升压转换器在高线路电压和大约20％的额定电流时的一个实施例，纵轴412示出输入线路电压和输入电流的瞬时值，而水平时间轴401呈现输入线路正弦电压420和输入线路电流415的2个线路周期(4个线路半周期405)。如所示，由于在低电流水平时电流参考值失真和由于输入滤波器的电容效应，该输入电流波形失真。

图4B类似于图4A，其中PF增强器未被使能，但是假定该切换噪声被一个理想的EMI滤波器完全过滤掉(为了给出对高的总谐波失真和低功率因数的更好例示)。在纵轴432上，输入线路电流波形435的失真与输入线路电压430的理想的正弦波形相比较。水平时间轴401分别呈现线路频率为50或60Hz且时间周期为20或16ms的2个线路周期(半线路周期405)。线路电流失真示出，在半线路周期的第一半(四分之一线路周期，例如，0<ωt<π/4)的上升斜率期间，被预期为跟随线路电压的电流通过被拉升而失真，而在半线路周期的第二半的下降斜率(四分之一线路周期，例如，π/4<ωt<π/2)，电流波形没有跟随线路电压，而是通过被推下而失真。

图4C类似于图4A，除了PF增强器被使能且EMI/切换噪声未被过滤掉。纵轴452示出输入线路电压和电流的瞬时值，而水平时间轴401呈现输入线路正弦电压460和输入线路电流455的2个线路周期(半线路周期405)，尽管存在高频切换/EMI噪声(未被过滤掉)，该图示出通过使能PF增强器特征，减小了低频谐波失真并且提高了功率因数。

图4D类似于图4C，其中PF增强器被使能且高频率EMI/切换噪声被过滤掉。纵轴472示出输入线路电压和电流的瞬时值，而水平时间轴401呈现通过高频切换/EMI噪声被过滤掉，输入线路正弦电压480和输入线路电流475的2个线路周期。如图4D中示出的，与图3相比，被使能的PF增强器通过(借助)下推半线路周期的第一半(在四分之一线路周期期间的上升斜率，例如，0<ωt<π/4)和通过拉升半线路周期的第二半的下降斜率(四分之一线路周期，例如，π/4<ωt<π/2)，而通过将线路电流的失真波形向前倾斜来使失真的效果反向从而减小低频谐波失真并且提高PF/THD。

图5A-5C示出根据本公开内容的一个实施方案的全波整流正弦输入线路电压波形，其中使用斜坡函数实施的基本构思来生成可变乘法因数(例如，峰调制器215的输出)和作为结果的预失真信号。在每个开关周期内，在最后的半线路周期内检测到的峰值被用来生成供在接通时间控制器350(图3)中使用的参考。在图5A中，峰调制器输出520是一个阶梯式斜坡下降函数530，在半线路周期510期间，该阶梯式斜坡下降函数530在该半线路周期的零交叉ωt＝0(角度)时从K>1(在一个实施例中，1.25，125％)开始，且在ωt＝π/2时下降到K＝1，524，且在该线路半周期结束(ωt＝π)时，它降至K<1(在一个实施例中，0.7，70％)。尽管，图5A例示了一个阶梯式倾斜下降斜坡(递减)函数，但其他实施方案可以包括一个模拟线性减小函数，以生成乘法因数。在可变乘法因数的数字实施方式中，每个线路周期可以存在N个下降阶梯(数字时钟周期)(或每个线路半周期510有N/2个时钟周期535)，其中，每个阶梯的时间间隔为(1/N)TL532。

在一实施例中，可以通过K1-(2/π)(K1-1).ωt在每个半线路周期0>ωt>π引入斜坡下降峰修改器函数530的数学模拟方程；其中，在ωt＝0时的最大值为K1，在ωt＝π/2时它变为1，并在ωt＝π时下降到(2-K1)。在一个实施方案中K1＝1.25。

图5B示出具有峰值Vpk544的线路全波整流输入线路电压540。水平时间轴与图5A相同，具有类似的标签。图5C例示了在每个半线路周期575期间的线路全波整流半周期的预失真信号570，其中该预失真信号在相位角ωt＝0时具有的值为K1*Vpk，使得所检测的线路电压峰值被乘以1.25(如1.25*Vpk)。然后该预失真信号在ωt＝π/2时降至VPK564，且然后在线路半周期结束(ωt＝π)时降至0.7*VPk。

因此，本公开内容的实施方案通过用于限定可变乘法因数的一个函数来操纵所检测的线路电压峰值，并在每个半线路周期时使用该函数使输入电流波形预失真，从而提高PF和THD。

图6A和6B例示输入线路电压上的瞬时条件和预失真信号上的相应快速响应。图6A示出若干个半周期的经整流的输入线路电压620(纵轴)相对于具有半线路周期时间间隔“1/2TL”610的时间601(水平轴)，其中TL是线路正弦电压的时间周期。在t瞬时608的峰附近的快速线路瞬态事件以快速瞬态的方式使正弦电压的峰从VPK1622增加到VPK2624。如在图6B上观察到的，在t瞬时608时检测的新峰值将在下一个(接下来)的半线路周期中以快速响应导致预失真信号640上的成比例偏移。

在此实施例中，图6B示出预失真信号640的数字/采样模拟实施方式(阶梯式函数)。纵轴是预失真信号640的幅度，该预失真信号640在每个零交叉602复位并从K1*VPK1642(K1>1，在一个实施例中，K1＝1.25)的最大值开始，并且以每线路周期TL线性减小N＝32个阶梯(或每半线路周期TL/2线性减小N＝16个阶梯)。在线路相角为ωt＝π/2时，该预失真信号下降到1(例如，值644)，并最终在线路半周期结束时(ωt＝π)下降到K2*VPK1(K2<1，在一个实施例中K2＝0.7)。在t瞬时608时，线路电压峰值已经从VPK1622变化到VPK2624，且因此在接下来的半线路周期内，更新输入电压信号的值。因此，预失真信号640的值将从最大值K1*VPK2(例如，K1＝1.25)开始上移(由于峰值变化，上移一个偏移)，然后线性地下降(以每半线路周期TL/2线性下降相同的N＝16个阶梯)，使得在线路电压ωt＝π/2时，该预失真信号的值下降到VPK2(标记为654)，且最后在线路半周期结束时(ωt＝π)下降到K2*VPK2(例如，K2<1，在一个实施例中，K2＝～0.7)。

阶梯的选择和阶梯数量取决于实施的资源，诸如可用的半导体面积。

根据本公开内容的一个实施方案，图7示出例示一个实施例的功率因数增强器700的功能框图。功率因数增强器700是图1的PF增强器155的一个可行的实施方式。在此实施例中，其中通过线路输入电压的峰值施加预失真，输入电压信号被耦合到端子710，以提供从最后周期检测的峰值。该峰值被提供给增益为K1>1(K1＝1+β)的缓冲器720的输入722。在一个实施例中，K1＝1.25(β＝1/4)，这意味着最后周期缓冲的峰的125％出现在加法器722的输出处并且耦合到选择器开关730的端子732。在线路周期的每个零交叉，控制器中的零交叉检测器(例如，参见图2A，211)生成一个零交叉脉冲ZCP712，该零交叉脉冲ZCP712在通过时钟脉冲同步块715与时钟脉冲714同步(在一个实施例中，在时钟脉冲714的上升沿)之后，生成经调整的零交叉脉冲ZCP'716。该经调整的零交叉脉冲ZCP'716被耦合到选择器开关控制端子736以将端子732耦合到输出端子738。增益为K1＝(1+β)>1的经缓冲的峰值被施加到采样和保持n位锁存器单元740的输入端子742，且在通过端子746接收的时钟信号714的上升沿被采样，待被保持直到下一个时钟周期(时钟的下一个标记)。

在一个实施例中，时钟信号714在线路周期的每个60Hz的时间周期内可以包含32个标记，这给出32x60＝1920Hz的时钟频率。在采样和保持单元740的输出744处的采样值随后被提供作为预失真信号750的第一值。在采样和保持单元740的输出744处的第一个值然后被施加到具有(1-1/N)的增益K2’的第二缓冲器760的输入，并在闭合回路中从第二缓冲器760的输出被反馈到选择器开关730的端子734。在每个半线路周期开始时的零交叉脉冲之后，选择器开关730将耦合端子734的位置切换到输出端子738直到下一个零交叉脉冲。

在输入电压的零交叉处生成预失真信号的第一个值之后，线路半周期中的所有连续阶梯都是在一个闭合回路中生成的，该闭合回路被耦合在选择器开关730、采样和保持单元740两端并通过第二缓冲器760。在数字/采样模拟实施方式中，如图5A和5C中例示的峰减小的每个递减阶梯是通过缓冲器763生成的，该缓冲器763在缓冲器763的输入762处接收最后的阶梯值信号744且乘以1/N，其中N为在每个线路周期响应于时钟714生成的阶梯的数量(在一个实施例中N＝32；32x60＝1920赫兹)。在缓冲器763的输出764处，最后峰阶梯值的1/N转到加法器765的负输入端，并且在加法器765的端子766处被从最后峰阶梯中扣除，并且在767处的结果被反馈到734，该结果通过选择器开关730将被用在峰值计算的下一个步骤。应理解，在此应用中使用的示例递减步骤不限制实施方式中的其他可适用的因素。

图8示出三个可选的斜坡函数，它们可被用于确定在每个半线路周期期间的可变乘法因数。假设在零交叉的初始点处，通过将来自最后线路周期的感测峰乘以固定因数K1>1(在一个实施例中K1＝1.25；125％)来提升该感测峰。

图8中例示三个可选的向下倾斜(递减)斜坡函数。它们都从相同的点(K1*VPK)开始。具有指数性质的斜坡1830在每个线路半周期860的零交叉801处从K1*VPk822(1.25Vpk；125％Vpk)的最大值开始，该最大值是从被感测的最后线路周期的峰值提取的，并在闭合回路中的采样和保持块的每个时钟周期步骤将它的最后步骤值乘以因数(N-1)/N，其中N是每个线路周期中的时钟周期的数量，使得在“n”个周期之后，我们有((N-1)/N)ⁿ的总乘法运算。此斜坡1，830在开始时示出更陡的下降斜率(更深的曲线)，但该斜率向着线路半周期860的结束减小，并且在线路半周期805结束时(ωt＝π)总下降小于其它具有线性斜率的斜坡。

具有线性下降斜率的较低斜率的斜坡2，840在每个线路半周期860的零交叉801处从K1*VPk822(例如，1.25Vpk；125％Vpk)的最大值开始，该最大值是从被感测的最后线路周期的峰值提取的，并在闭合回路中的采样和保持块的每个时钟周期步骤被恒定地向下阶梯下降初始值的1/N(其中N是每个线路周期中的时钟周期的数量)。

具有线性下降斜率的较高斜率的斜坡3，850在每个线路半周期860的零交叉801处从K1*VPk822(例如，1.25Vpk；125％Vpk)的最大值开始，该最大值是从被感测的最后线路周期的峰值提取的。然而，主要的区别在于，它以“峰电压跟随器模式”运行，这意味着如果峰检测器输出一个在线路周期期间变化的信号，则PF增强器将跟随该变化。换言之，与斜坡1和斜坡2截然不同，斜坡1和斜坡2仅在线路周期开始时对峰的采样初始值进行操作，而“峰电压跟随器模式”向峰检测器输出添加一个函数，该函数在每个时钟周期基于“经调制的(瞬时)峰值”运行，并且在线路周期期间跟随该经调制的(瞬时)峰值。

在一个实施例中，斜坡3的斜率通过将初始峰值在一个实施例中乘以0.25被定义，并且将该初始峰值减小一个固定数量(例如，初始峰的1/32分数)，但将该新的斜率下降函数添加到“经调制的(瞬时)峰值”。

本发明的例示实施方案的上述描述(包括在摘要中所描述的)并不旨在穷举或将本发明限制于所公开的确切形式。虽然出于例示目的在本文中描述了本发明的具体的实施方案和实施例，但如相关领域技术人员将认识到的，多种改型在本发明的范围内是可行的。

鉴于上文的详细描述可以对本发明作出这些修改。在下面的权利要求中使用的术语不应被解释成将本发明限制于本说明书中公开的具体实施方案。相反，本发明的范围将完全由下面的权利要求来确定，这些权利要求待要根据权利要求解释的既定原则被解释。