一种应用于双向CLLC谐振变换器的同步整流电路及控制策略的制作方法

本发明涉及一种应用于双向cllc谐振变换器的同步整流控制策略，涉及双向cllc谐振变换器的运行控制，属于dc/dc变换器领域。

背景技术：

近年来，新能源发电、分布式发电、电网的调频服务和微型电网技术的迅速发展对储能设备提出了巨大的需求。通过添加储能设备，可以有效地平抑大规模新能源发电接入电网给电网带来的波动，从而提高电力系统的安全性、经济型以及灵活性。而在电力系统中，储能设备具有“源”、“荷”双重属性，需要同时具备吸收和发出电能的能力，因此，连接储能设备和电网的变换器同样需要实现能量的双向流动。目前双向隔离式dc/dc变换器拓扑主要可分为双有源桥(dab)变换器和cllc谐振变换器两种。其中cllc变换器具有关断电流小、工作环流小、易于实现软开关等特点，可以在实现高开关频率的同时达到较高的工作效率，从而兼具高效率和高功率密度的优点。在传统的cllc谐振变换器中，原边桥处于开关状态生成占空比为50％的高频方波电压，而副边桥不加驱动信号，利用其体二极管进行整流。但由于mosfet的体二极管往往具有比较高的导通压降，变换器在副边将产生比较高的导通损耗，降低了变换器的效率。采用同步整流策略，在二极管通流时开启沟道，将原本从体二极管通过的电流转移到沟道中来，可以有效降低导通压降，从而减小整流侧的导通损耗，进而实现更高的效率。但与传统的pwmdc/dc变换器不同，谐振变换器中副边整流管的导通时刻与变换器原边驱动信号之间缺乏明确的对应关系，导致同步整流驱动信号生成困难，往往需要添加额外的策略实现同步整流信号的生成。

对于谐振变换器，传统的同步整流策略可分为电流检测型、电压检测型和理论计算型三类。电流检测型策略主要通过互感器、罗氏线圈、霍尔元件等电流传感器直接检测副边电流，根据其极性确定副边整流管的导通情况，并据此生成同步整流驱动信号。由于电流信号直接反映副边整流管的导通情况，且无需对微小信号进行检测，该方法的适用范围广、抗干扰性好。但是该方案中需要添加额外的电流传感器实现对谐振腔中高频电流的检测，增加了变换器的体积与成本。电压检测型策略主要通过检测mosfet的漏源极电压来判断电流极性，但在同步整流开启时mosfet的导通压降往往很小，检测这一电压容易受到寄生参数的影响，造成同步整流管的错误关断，影响同步整流效果。理论计算型策略通过对谐振过程主要通过变换器所处的工作状态来直接计算同步整流管的开通与关断时间，但是需要获知变换器准确的谐振参数，且在动态过程中难以对谐振过程进行准确的计算。

由此可见，cllc谐振变换器传统的同步整流策略均具有各自的缺陷，限制了其在双向cllc变换器中的应用。因此，需要对现有的同步整流技术进行改进。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种应用于双向cllc谐振变换器的同步整流策略。

为解决上述技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种应用于双向cllc谐振变换器的同步整流电路，包括原边桥、副边桥和cllc谐振腔；在cllc谐振腔的副边谐振电感lrs磁芯上缠绕一个检测线圈，检测线圈的输出端、积分器和比较器依次相连；比较器的输出端与所述双向cllc谐振变换器的控制器相连。

本发明进一步提供了应用于双向cllc谐振变换器的同步整流的控制策略，是在cllc谐振腔的副边谐振电感lrs磁芯上缠绕一个检测线圈tsense，用以检测谐振电感lrs两端的电压；然后由积分器对检测到的电压做积分运算，用以还原副边谐振电流is的信息；比较器将还原后的副边电流信息与零电平进行比较，得到副边桥输入的高频交流电流的极性信息，用以反映副边桥体二极管的导通情况；控制器捕捉副边谐振电流is的极性信息，并根据该信息在下个开关周期对副边桥进行同步整流控制。

本发明中，所述控制策略具体包括以下步骤：

步骤1：获取副边谐振电感电压。记谐振电感两端的电压为vlrs，谐振电感的线圈匝数为n，谐振电感的磁通为φr。可以得到谐振电感上的电压为若在磁芯上额外添加一检测线圈，则检测线圈上的电压为它与谐振电感两端电压的具体关系为采取添加检测线圈的方式即可得到按比缩小后的谐振电感电压。

步骤2：对检测到的谐振电感电压进行积分。设积分器的输出电压为vint，以检测线圈检测到的电压作为积分器的输入，那么积分器的输出电压可以表示为其中kint为积分系数，由积分器的具体参数决定。根据电感电压方程积分器的输出电压可以表示为这表明积分器的输出电压与副边谐振电流成正比，对谐振电感电压进行积分运算可以实现对谐振电流的检测。

步骤3：将积分器的输出与零电平进行比较，获取体二极管导通信息。当is＞0时，电流极性为正，q5、q8的体二极管导通，且id5＝id8＝is；当is＜0时，电流极性为负，q6、q7的体二极管导通，且id6＝id7＝-is；当is＝0时，副边电流处于断续状态，q5～q8均处于关断状态。由于电流波形的半波对称性，只需对两桥臂中非相邻的第一组晶体管q5、q8的体二极管的导通状况进行检测。在实际应用中为了增加抗干扰性，将积分器的输出与一略大于零的基准vbias进行比较，输出比较信号vcomp。当vint＞vbias时，vcomp＝1，代表q5、q8的体二极管处于通流状态；当vint＜vbias时，vcomp＝0，代表q5、q8的体二极管处于关断状态。

步骤4：控制器捕捉体二极管导通、关断时间。通过捕捉比较信号vcomp上升沿和下降沿的出现时间，可以得到一个周期内q5、q8的体二极管通流的开始时间与结束时间。vcomp的上升沿表示q5、q8的体二极管开始通流，时间记作ton；vcomp的下降沿表示q5、q8的体二极管结束通流，其出现时间记作toff。在ton～toff时间内q5、q8有电流流过，为实现同步整流沟道应在该时间段内保持开通，而在其余时刻保持关断。

步骤5：计算副边mosfet的开通、关断时刻并在下个开关周期施加驱动信号。由于mosfet的开通、关断过程存有一定的延时，故控制器需要根据开通、关断延迟提前给出控制信号。开通信号的给出时间为ton′＝ton-δton，关断信号的给出时间为toff′＝toff-δtoff，其中δton、δtoff分别为mosfet的开通延时和关断延时。在下个开关周期，控制器在ton′给出q5、q8的开通信号，在toff′给出q5、q8的关断信号，以实现q5和q8的同步整流。由于半波对称性，在后半周期，控制器只需在0.5ts+ton′给出q6、q7的开通信号，并在0.5ts+toff′给出两桥臂中非相邻的第二组体晶体管q6、q7的关断信号，即可实现q6和q7的同步整流。

步骤6：在此后的每个开关周期内，控制器均根据检测到的副边电流极性信息确定下一周期的开通时间ton′与关断时间toff′，并在下一周期输出相应的开通、关断信号。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)本发明所提出的策略通过谐振电感电压间接地实现对谐振电流的检测，和传统的电流检测型策略一样具有适用范围广、抗干扰性好的特点。但该策略中直接检测的量为电压量，无需添加额外的电流检测元件，不会带来额外的损耗，且具有更小的体积和更低的成本。

(2)无论是对于轻载下低谐振电流的情况，还是对暂态过程中的工作情况，本发明所提出的控制策略均可较快速地检测谐振腔副边电流，进而在多种工况下均可实现较好的同步整流效果，提高变换器在多种工作状态下的变换效率。

(3)本发明所提出的策略无需额外的控制器，同步整流的控制策略可以同变换器的闭环控制在同一数字控制器中实现，从而降低变换器的成本。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。

图1是传统的双向cllc谐振变换器在正向工作模式下的电路图；

图2是本发明中所提出的双向cllc谐振变换器同步整流策略的基本原理图；

图3是本发明中所提出的双向cllc谐振变换器同步整流策略工作过程中的理论波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此。

传统的双向cllc谐振变换器的功率级电路由原边桥、副边桥和cllc谐振腔构成，其拓扑如图1所示。在图1中：变换器工作在正向工作模式，vin为输入侧电压源，r1为输出侧负载。mosfetq1～q4构成原边开关全桥，q5～q8构成副边开关全桥，原副边全桥之间通过cllc谐振腔连接。谐振腔由原边谐振电感lrp、原边谐振电容crp、副边谐振电感lrs、副边谐振电容crs和变压器构成，其中变压器的励磁电感为lm。co为输出侧滤波电容。变换器需要根据输入输出电压\电流等工作状态以及工作方向、传输功率等参考信号对原副边桥进行控制。

以全桥为例，原边桥由相互并联连接的两组桥臂组成，q1、q2构成第一桥臂，q3、q4构成第二桥臂。两个桥臂的中点连接cllc谐振腔的一次侧。副边桥也由相互并联连接的两组桥臂组成，q5、q6构成第三桥臂，q7、q8构成第四桥臂，第三桥臂与第四桥臂的中点与cllc谐振腔的二次侧相连。cllc谐振腔由原边谐振电感lrp、原边谐振电容crp、副边谐振电感lrs、副边谐振电容crs和变压器组成，其中变压器的励磁电感为lm。lrp、crp位于变压器的一次侧，lrs、crs位于变压器的二次侧。

以正向工作模式为例，控制器需要根据输出电压或输出电流，以及所给定的参考信号，对原边桥进行控制。控制器对原边四个mosfet施加的驱动信号均为占空比为50％的方波信号，其中q1、q2的驱动信号完全互补，q3、q4的驱动信号完全互补，且q1、q4的驱动信号同相位，原边桥输出一占空比为50％、正负对称的方波电压施加在谐振腔上。控制器通过改变原边桥驱动信号的频率来改变原边桥输出电压的频率，改变谐振腔阻抗的方式来实现对输出电压或电流的调节。在不施加同步整流的情况下，副边桥在此过程中一直处于不控状态，仅利用其体二极管起整流作用。在施加同步整流的情况下，副边桥被施加以合适的驱动信号，使得其沟道在体二极管开始通流时刻开通，电流从沟道流过，并在沟道电流过零时关断沟道。同步整流对沟道的开通、关断时刻有着较为严格的要求。

本发明所提出的控制策略，可以在不添加额外检测元件的情况下实现对谐振腔二次侧电流的检测，从而获得较为精准的体二极管导通、关断时刻，进而实现较好的同步整流效果。

图2是本发明中所提出的双向cllc谐振变换器同步整流策略的基本原理图。在图2中：tsense为检测线圈，它是绕在副边谐振电感lrs磁芯上的一个单独线圈，用以检测谐振电感lrs两端的电压。积分器对检测到的电压做积分运算，用以还原副边谐振电流is的信息。比较器将还原后的副边电流信息与一略高于零的基准进行比较，得到副边桥输入的高频交流电流的极性信息，用以反映副边桥体二极管的导通情况。控制器捕捉副边谐振电流is的极性信息，并根据该信息在下个开关周期对副边桥进行同步整流控制。

本发明提出的具体控制方法为：

步骤1：在未开启同步整流时(图3中的0～ts周期)，控制器对原边桥施加驱动信号，副边桥处于不控状态，利用其体二极管进行整流。缠绕在谐振电感磁芯上的检测线圈对谐振电感两端的电压进行检测，检测线圈两端的电压可以表示为检测线圈上的电压与谐振电感两端电压成正比，其幅值为谐振电感两端电压的倍。

步骤2：通过积分电路对检测线圈检测到的电压信号进行积分运算。利用积分器对检测到的电压信号进行积分运算，积分运算的结果可以表示为其中kint为积分系数，由积分器的具体电路参数决定。根据电感电压方程积分器的输出即积分器输出电压同流过副边谐振电感的电流成正比，可以认为是还原后的电流信号。通过调整积分器积分系数kint可以调整该检测电路的增益，从而实现谐振电流幅值和积分器输出电压范围之间的匹配。

步骤3：将积分器的输出信号与零电平比较得到体二极管导通信息。积分器的输出信号是还原后得到的副边谐振电感电流信号，幅值与副边电流成正比。在双向cllc谐振变换器中，副边谐振电感电流即副边全桥的输入侧电流，其极性决定副边全桥体二极管的导通情况。当副边谐振电感电流is＞0时，q5、q8的体二极管处于导通状态，导通电流为id5＝id8＝is，而q6、q7的体二极管处于截止状态。当is＜0时，q6、q7的体二极管处于导通状态，其导通电流为id6＝id7＝-is，而q5、q8的体二极管处于截止状态。当is＝0时，表明谐振腔副边没有电流流过，副边所有器件的体二极管均处于截止状态。由于积分器输出信号vint与副边的谐振电流is成正比，is的极性可以通过vint的极性间接获知。实际中由于电路波形的半波对称性，只需一个周期中is＞0，即vint＞0的时刻即可。同时为了避免反向恢复和寄生参数带来的误判断，将vint同一略高于零的基准vbias进行比较，输出比较结果记作vcomp。当vint＞vbias时，比较结果vcomp＝1，表明q5、q8的体二极管处于通流状态；当vint＜vbias时，比较结果vcomp＝0，表明q5、q8的体二极管处于截止状态。

步骤4：控制器捕捉体二极管的通流时刻。控制器通过对比较器输出信号vcomp的上升沿和下降沿进行捕捉，可以得到一个开关周期内体二极管开始通流和结束通流的时刻。当捕捉到vcomp的上升沿时，表明副边谐振电流is开始为正，q5、q8的体二极管开始通流，该时刻记为ton；当捕捉到vcomp的下降沿时，表明副边谐振电流is已经降至零，q5、q8的体二极管结束通流，进入截止状态，该时刻记为toff。为实现同步整流，驱动信号应使q5、q8的沟道在ton～toff区间内保持开启，而在其余时刻保持关断。

步骤5：控制器根据检测到的通流时刻以及驱动电路的开通、关断延时计算施加开通、关断信号的时间，并在下个开关周期开启同步整流。由于驱动电路以及mosfet的开关过程存有一定的延时，为实现良好的同步整流，控制器需要根据驱动延时对检测到的通流时刻进行补偿，提前向驱动电路发出开通、关断信号。考虑驱动电路以及mosfet开关过程的开通延时为δton，关断延时为δtoff，则下个开关周期中控制器应该在ton′＝ton-δton时刻向驱动电路发出q5、q8的开通信号，并在toff′＝toff-δtoff发出q5、q8的关断信号，以实现q5、q8的同步整流。由于半波对称性，实现q6、q7的同步整流只需将q5、q8的驱动信号延时半个开关周期即可，即在0.5ts+ton′施加q6、q7的开通信号，在0.5ts+toff′施加q6、q7的关断信号。

步骤6：在此后的每个开关周期内，控制器均根据检测到的副边电流极性信息确定下一周期的开通时间ton′与关断时间toff′，并在下一周期输出相应的开通、关断信号。

图3是本发明中所提出的双向cllc谐振变换器同步整流策略工作过程中的理论波形图。在图3中，以开关频率低于谐振频率(fs＜fr)为例，本图给出了本发明所提出的双向cllc谐振变换器同步整流策略在工作过程中的理论波形图。is为谐振腔副边电流，即副边全桥的输入电流。vsense为检测线圈检测到的电压，它与谐振电感两端的电压成正比。vint为对vsense作积分运算后得到的信号，与一略高于零的基准vbias进行比较。vcomp为vint与vbias比较后得到的信号，反映副边全桥体二极管的导通情况。drive为控制器输出的副边桥驱动信号，用以实现副边桥的同步整流。控制器根据在0～ts周期检测到的信号，在ts～2ts周期对副边桥进行同步整流控制。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。例如根据本发明所提出策略得到的电感电流信息，还可应用于变换器保护、闭环控制等其他用途。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。